LTC?6268 和 LTC6269 是一款單通道 / 雙通道 500MHz FET 輸入運算放大器，具有極低的輸入偏置電流和低輸入電容。 它還具有低輸入參考電流噪聲和電壓噪聲，使其成為高速跨阻放大器、CCD 輸出緩沖器和高阻抗傳感器放大器的理想選擇。其低失真使得 LTC6268 / LTC6269 成為驅動 SAR ADC 的理想放大器。

跨阻放大器中的噪聲

為了在廣泛的應用中最大限度地降低 LTC6268 的噪聲，我們仔細考慮了折合到輸入端的電壓噪聲 （eN）、折合到輸入端的電流噪聲 （iN） 和輸入電容 C在.

對于圖1所示的跨阻放大器（TIA）應用，上述三個運算放大器參數加上反饋電阻值RF，以不同的方式影響噪聲行為，外部組件和跡線將添加到C在.

圖1.簡化的 TIA 原理圖

獨立了解每個參數的影響非常重要。輸入折合到的電壓噪聲（eN） 由在較低頻率下占主導地位的閃爍噪聲（或 1/f 噪聲）和在較高頻率下占主導地位的熱噪聲組成。對于 LTC6268，1/f 轉折或 1/f 與熱噪聲之間的轉換頻率為 80kHz。該 iN在負輸入端，RF對折合到輸入端的噪聲電流的貢獻相對直接，而eN噪聲增益會放大貢獻。由于沒有增益電阻，因此使用反饋電阻（RF） 結合 C 的阻抗在作為 （1 + 2π RF? C在? 頻率），隨頻率增加。所有貢獻都將受到閉環帶寬的限制。等效輸入電流噪聲如圖2-5所示，其中eN表示折合到輸入端的電壓噪聲（eN）， iN表示折合到輸入端的電流噪聲（iN），和 RF表示反饋電阻的貢獻（RF).TIA 增益 （RF） 和輸入電容 （C在） 也顯示在每個圖上。比較圖2和圖3，以及圖4和5的更高頻率，eN當 C在由于上述放大而高（5pF），而當C時iN占主導地位在低 （1pF）。

圖2.噪聲與頻率 C在= 1pF， CF= 0.28pF， RF= 10kΩ

圖3.噪聲與頻率 C在= 5pF， CF= 0.56pF， RF= 10kΩ

圖4.噪聲與頻率 C在= 1pF， CF= 0.08pF， RF=100kΩ

圖5.噪聲與頻率 C在= 5pF， CF= 0.18pF， RF= 100kΩ

在較低頻率下，RF貢獻在 10k 和 100k 中占主導地位。由于寬帶eN為 4.3nV/√Hz（參見典型性能特征），RF在較低頻率下的貢獻將成為一個較小的因素，如果 RF小于1.16kΩ，如下式所示：

優化 TIA 應用的帶寬

如果不加以控制，反相輸入節點的電容可能會導致放大器穩定性問題。當運算放大器周圍的反饋是阻性的（RF），將使用 R 創建一個極點F||C在.該極點會產生過多的相移和可能的振蕩。參考圖 1，輸出端的響應為：

其中 RF是TIA的直流增益，ω是閉環的固有頻率，可以表示為：

ζ是環路的阻尼系數，可以表示為

其中 C在是運算放大器反相輸入節點處的總電容，GBW是運算放大器的增益帶寬。無論 C 如何，系統在兩個區域都是穩定的F.第一個區域是當 RF小于 1/（4π?C在?GBW）。在這個區域，極點由反饋電阻和C產生在頻率很高，不會引起穩定性問題。第二個區域是：

其中 AO是運算放大器的直流開環增益，由R形成的極點FC在是主導極點。

對于 RF在這兩個區域之間，小電容CF與 R 并行F可以引入足夠的阻尼來穩定回路。通過假設 C在>> CF，C 需要滿足以下條件F,

上述條件意味著較高的GBW將需要較低的反饋電容CF，這將具有更高的環路帶寬。表 1 顯示了最佳 CF對于 RF10kΩ 和 100kΩ 和 C在1pF 和 5pF。

通過更高增益 TIA 實現更高的帶寬

良好的布局實踐對于從TIA電路獲得最佳結果至關重要。以下兩個示例顯示了與 LTC6268 在 499kΩ TIA 中截然不同的結果。（請參閱圖 6。第一個例子是在基本電路布局中使用0603電阻。在簡單的布局中，無需花費大量精力來降低反饋電容，實現的帶寬約為2.5MHz。在這種情況下，TIA 的帶寬不受 LTC6268 的 GBW 的限制，而受反饋電容降低 TIA 的實際反饋阻抗 （TIA 增益本身）這一事實的限制。基本上，這是電阻帶寬限制。499kΩ的阻抗在高頻下被其自身的寄生電容降低。根據2.5MHz帶寬和499kΩ低頻增益，我們可以估計總反饋電容為C = 1/（2π ? 2.5MHz ? 499kΩ） = 0.13pF。這是相當低的，但可以進一步減少。

圖6.LTC6268 和低電容光電二極管采用 499kΩ TIA

圖7.頻率響應為 499kΩ TIA，無需額外努力降低反饋電容為 2.5MHz

通過一些額外的布局技術來降低反饋電容，可以增加帶寬。請注意，我們正在增加499kΩ電阻的有效“帶寬”。降低電容的主要方法之一是增加極板之間的距離，在這種情況下，極板是分量電阻器的兩個端蓋。出于這個原因，使用更長的電阻器將服務于我們的目的。0805 比 0603 長，但其端蓋面積也更大，電容再次增加。然而，增加端蓋之間的距離并不是降低電容的唯一方法，電阻端蓋之間的額外距離也允許輕松應用另一種技術來降低反饋電容。降低板間電容的一種非常有效的方法是屏蔽產生電容的E場路徑。在這種特殊情況下，方法是在靠近TIA輸出端的電阻焊盤之間放置一條短接地走線。

這種接地走線可防止輸出場到達電阻的求和節點端，并有效地將磁場分流到地。使走線靠近輸出端會略微增加輸出負載電容。有關圖形表示，請參見圖 8。

圖8.左側為正常布局，右側為字段調車布局。只需在反饋電阻下方添加一條接地走線，就可以將磁場從反饋側分流并轉儲到地。請注意，Fr4和陶瓷的介電常數通常為4，因此大部分電容在固體中而不是通過空氣。（右側未顯示縮小的焊盤尺寸。

圖9顯示了帶寬的急劇增加，只需仔細注意反饋電阻周圍的低電容方法。帶寬從2.5MHz提高到11.2MHz，系數大于4。實施的方法有兩種：

最小的焊盤尺寸。請與您的電路板組裝商聯系，了解可接受的最小焊盤尺寸，或使用其他方法組裝此電阻器，以及

使用靠近輸出側的反饋電阻下方的接地走線屏蔽反饋電容。

圖9.LTC6268 采用 499kΩ TIA 封裝，具有額外的布局工作以減小反饋電容，實現了 11.2MHz 帶寬

審核編輯：郭婷