本應用筆記描述了MAX25014 4通道背光高亮度LED驅動器在低輸入電壓下的工作。介紹了由此產生的問題和適當的組件選擇指南，以及理論計算和臺架測量之間的比較。本應用筆記重點介紹升壓轉換器拓撲結構。

介紹

本應用筆記詳細介紹了MAX25014 4通道背光高亮度LED驅動器的低輸入電壓應用。它提出了一個效率計算，該計算考慮了IC和外部組件的貢獻，并建議了如何減少這種條件下的功率損耗。MAX25014為峰值電流模式控制的LED驅動器，可驅動多達4個不同配置的LED串。本應用筆記重點介紹其升壓拓撲，其中LED串正向電壓始終高于輸入電源電壓范圍。假設LED驅動器始終保持連續導通模式（CCM）。

MAX25014具有多種特性：4路集成電流輸出，每路可吸收高達149mA的LED電流，集成擴頻和相移，I2C 控制脈寬調制 （PWM） 調光和混合調光，以及 400kHz 至 2.2MHz 之間的可編程開關頻率。該器件在啟動后可在低至 2.5V 的電源電壓下工作。

圖1.MAX25014的典型工作電路

低輸入電壓升壓轉換器工作和效率

在分析低輸入電壓下的升壓轉換器行為之前，必須介紹LED驅動器參數的一些初步定義。

驅動LED串所需的總輸出電流（ILED）為：

其中ISTRING是每個字符串的電流和 N字符串是字符串的數量。

驅動 LED 串所需的電壓 （VLED） 是：

其中 VOUT_ 指OUT_引腳調節電壓（約等于1V），VF是每個 LED 上的典型預期正向壓降，而 N發光二極管是每個串中的 LED 數量。

占空比 （D） 計算非常簡單：

其中 VD是整流二極管的正向壓降（約0.6V），VIN是以伏特為單位的輸入電源電壓。

包括預期的轉換器效率 （η經驗值），在定義的輸入電壓值下，占空比和LED電流決定了平均電感電流（IL平均） 作為：

現在確定了平均電感電流，峰值電感電流（ILP）為：

其中 ΔIL是峰峰值電感電流紋波，單位為安培 （A）。通?？紤]平均電感電流的±30%作為最大峰峰值紋波，ΔIL是：

與大多數升壓穩壓器一樣，MAX25014采用內部LDO穩壓器，由器件輸入端供電，為IC內的模擬和數字控制電路提供較低電壓的電源。

MAX25014可以保持V電壓抄送= 當LDO穩壓器輸入從升壓轉換器的輸入切換到升壓轉換器的輸出時，為外部MOSFET提供5V驅動，當前者降至5.8V （典型值）切換門限時。這可以防止LDO輸出電壓崩潰，從而限制柵極驅動器適當增強外部MOSFET的能力。因此，它使其在更高的電阻狀態下工作，當電流通過器件時，以熱量的形式引起更高的功率耗散。或者，LDO本身的功耗在低輸入電壓下會變高，如后面的章節所示。

低側MOSFET漏源電阻散熱引起的功率損耗（PRDSON） 稱為傳導損耗。

除了傳導損耗外，還必須考慮低側MOSFET和高側二極管（PSW、M和PSW、D）的開關損耗：這些損耗隨著升壓開關速度的增加而增加。因此，當編程開關頻率高于1MHz時，當輸入電壓低于開關電壓時，MAX25014將其降低30%，以減少散熱。

所述特性在IC中實現，因為在非常低的輸入電壓和高開關頻率下，升壓轉換器的效率會降低，輸入電流可以達到非常高的水平。因此，MOSFET的總損耗會變得嚴重并產生相當大的熱量。

除外部開關外，電感器是導致功率損耗的另一個重要因素。電感總損耗（PL） 可分為歐姆損耗和磁芯損耗。前者與電感的繞組電阻（REC3），而后者直接取決于開關頻率。如果不詳細了解核心材料特性，就無法輕松建模，并且在此分析中被忽略了。電感的繞組電容在后續段落中也忽略了。

NGATE保護開關的傳導損耗（P恩加特）和續流二極管（P二極管） 總結對外部元件功耗的分析。將上述所有因素相加以得出總外部損失（P內線):

還必須考慮IC本身的功耗，盡管它對整體系統效率的影響很小。主要損耗來自集成穩壓器模塊（P線性分布器）、吸電流 （P沉）、柵極電荷（PGATE_CHARGE）和靜態電流消耗（PQ），并形成總IC損耗（P集成電路） 作為：

（公式 1）、（公式 2）、（公式 7）和（公式 8）共同計算轉換器的效率 （η）：

計算η后，必須通過設置η迭代更新公式4中的效率校正因子經驗值= η，得到越來越準確的IL值平均直到兩個效率值匹配。

功率損耗因數的詳細說明

本部分介紹如何獲得每個組件的功耗。從IC損耗開始，首先需要計算內部LDO穩壓器所需的電流平均值：

其中 QG是所選外部 MOSFET 開關的總柵極電荷和 f西 南部是轉換器的開關頻率。

內部穩壓器消耗的功率為：

電流吸收、柵極電荷和靜態或待機功耗損耗分別計算如下：

IC的靜態電流IQ值可以從MAX25014數據資料中的器件EC表中檢索。

與上一節中提到的外部元件相關的傳導損耗由以下公式給出：

RDSON_NGATE公式19是NGATE保護開關的漏源電阻。

MOSFET開關損耗的粗略估計值可以使用柵極驅動電流、漏極電流和漏極電壓波形的簡化線性近似值來計算：

tLX可以考慮MOSFET導通程序的兩個不同開關轉換期間的柵極驅動電流來估計：

VGS，Miller and VTH參數可在所選MOSFET的數據資料中找到，RHI為柵極驅動器的高端電阻（該值在MAX25014數據資料中表示），RG是 MOSFET 內部和外部柵極電阻的總和。

兩個開關轉換時間為：

該 CHS2和 C.RSS電容也是MOSFET特有的參數，其典型值可在器件的數據手冊中找到。t2 和 t3 的總和導致所需的 tLX時間：

整流二極管上的開關損耗發生在從導通狀態到非導電狀態的轉換中，已知低于MOSFET上的開關損耗，并且對于第一近似值，被認為是：

數值模擬和臺架測試結果比較

上一段介紹的公式理論上評估了MAX25014升壓轉換器在不同輸入電壓下的效率。將數值結果與MAX25014評估板上的效率測量結果進行了比較，該評估板在2.2MHz開關頻率下驅動4個8和9 LED串，每個串的恒定電流為120mA。假設每個LED都有一個典型的預期正向壓降，LED驅動器電路必須由12V至4V輸入電壓供電。評估板上使用的主要外部元件的值和部件號如圖2所示。

圖2.MAX25014的典型工作電路

表1列出了用于數值仿真的組件特定值，除了圖2中已經顯示的值。

圖 3 和圖 4 顯示了兩種情況下的效率比較結果。

圖3.MAX25014效率與輸入電壓的關系，8 × 4 LED，f西 南部= 2.2兆赫。

圖4.MAX25014效率與輸入電壓的關系，9 × 4 LED，f西 南部= 2.2兆赫。

結論

本應用筆記介紹了影響MAX25014效率提升的主要因素，重點介紹該器件在低輸入電壓下的表現。

總功率損耗的估計雖然是一階的近似值，但與臺式測量值非常匹配。

審核編輯：郭婷