傳統上，線性和非線性RF電路仿真占據了不同領域。為了仿真級聯小信號增益和損耗，RF設備設計人員傳統上一直廣泛使用S參數器件模型。由于缺乏數字形式的數據（如IP3、P1dB和噪聲），而且常用RF仿真器中歷來沒有頻率變化模型結構，所以傳統方式中非線性仿真更具挑戰性。RF電路設計人員通常采用自制的電子表格來計算級聯噪聲和失真。但是，這些電子表格難以模擬系統級特性，例如誤差矢量幅度(EVM)和鄰道泄漏比(ACLR)；當信號鏈由調制信號驅動時，這些特性變得很重要。

本文將探討一些將線性S參數數據與非線性數據（如噪聲系數、IP3、P1dB和PSAT）相結合的RF放大器模型結構。本文還會展示系統級仿真結果，以評估其對實際特性建模的準確程度。

表1.典型Sys參數數據集

ADI公司維護著一個豐富的RF放大器和混頻器sys-參數庫，該庫可供下載，而且也包含在Keysight Genesys和SystemVue安裝程序中。圖1顯示了Keysight Genesys的屏幕截圖。ADI公司的sys-參數庫可通過器件選擇器輕松獲取。每個器件的sys-參數器件模型均包含表1所示的數據，以及模型屬性窗口中包含的額外信息。此額外數據包括電源信息以及P_SAT和OIP2相對于OP1dB的默認偏移。

圖1.Keysight Genesys屏幕截圖，展示了典型的sys-參數模型。

圖2.砷化鎵(GaAs) RF放大器的實測和仿真功率掃描。

圖3.AM到AM和AM到PM失真的仿真和測量。

圖4.HMC1114（3.2 GHz、10 W GaN放大器）的仿真和實測功率掃描。

為了更細致地研究仿真壓縮特性，我們可以看看AM到AM和AM到PM失真。圖3所示的實測和仿真結果是針對 HMC930A的。測得的AM到AM失真與仿真非常接近。但是，仿真結果看不出AM到PM失真，這是不正確的。這是因為器件模型和數據集僅包含小信號相位信息（即S21）。雖然仿真器可以使用器件模型中的OP1dB和P_SAT_Delta數據來估算AM到AM失真，但它沒有任何大信號S參數數據可供使用。在這種情況下，使用更詳細的模型，例如X-參數格式（X-參數模型內置與電平相關的S參數），會很合適。

圖5顯示了0.25 W的驅動放大器 ADL5320在2140 MHz時，由5 MHz寬載波驅動下的功率掃描的仿真結果。仿真載波由11個均勻間隔的子載波組成，ACLR在5 MHz載波偏移下進行測量。

圖5.ACLR仿真。

仿真表明，ACLR在–15 dBm的輸入功率下達到了最優值。在此輸入功率以下，ACLR以1 dB/dB的比率隨輸入功率而降低。曲線的此區域主要由噪聲系數數據決定。當輸入功率提高到–15 dBm以上時，ACLR的衰減速率與器件的IP3密切相關。值得注意的是，此仿真的結果依賴于噪聲系數數據（低功率時）和IP3數據（高功率時）來產生在寬功率范圍內都很準確的ACLR掃描。

該圖還包括實測數據（藍色）。對于–15 dBm的輸入功率水平，它未達到相同的最優水平，這是由于測量設置的限制所致。值得注意的是，隨著輸入功率水平的增加，實測ACLR下降得更快。這是因為器件的OIP3會隨輸入/輸出功率水平而稍有下降（理想情況下，它不應改變）。器件模型數據集中的IP3是單個數據集，不隨功率水平而變化；可以認為它是器件的小信號IP3。這又是一個X-參數模型及其更詳細的電平相關性建模可能會產生更準確仿真的例子。

使用此方法時須小心。當執行RF功率掃描，Amplifier2模型被強驅進入壓縮時，仿真性能往往與觀察到的實測性能有很大差異。此外，創建一個使用S-參數數據及噪聲、失真和壓縮數據的Amplifier2模型，適合于具有良好基線輸入和輸出回波損耗（S11和S22）的器件，大多數不需要外部RF匹配器件的ADI RF放大器就是這種情況。通過將標量增益添加到DAC1器件并省略S-參數數據（即省略DAC2），可以創建一個更簡單的Amplifier2模型。

圖6.寬帶增益模塊的仿真和實測EVM功率掃描。

圖7.18 GHz至44 GHz、1 W功率放大器ADPA7007的仿真增益和噪聲系數與溫度的關系。

ADI公司致力于維護和擴充其sys-參數模型庫。隨著新模型添加到庫中，我們將增加對溫度仿真的支持。

圖8.在使用Amplifier2模型的Keysight ADS中使用sys-參數數據。

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