有源和無源元件的選擇將對整體電源性能產生巨大影響。效率、產生的熱量、物理尺寸、輸出功率和成本都將以某種方式取決于所選的外部組件。本文介紹設計人員需要了解的典型SMPS設計中以下外部無源和有源元件的最重要規格：電阻、電容、電感、二極管和MOSFET。

開關模式電源（SMPS）在很大程度上已成為創建多個電源軌的事實標準，其中效率至關重要。在電池供電/便攜式應用中尤其如此，因為長電池壽命至關重要。

設計動力鏈有許多不同的方法。我們可以使用降壓轉換器、升壓轉換器、降壓-升壓轉換器（升壓和降壓）以及許多其他拓撲。它們的共同點是需要性能良好的外部有源和無源組件，以使系統以最佳方式工作。

某些電源IC解決方案可能只需要三個外部元件，例如ADP2108降壓穩壓器。由于具有內部電源開關，該開關模式穩壓器只需要三個外部元件：一個輸入和輸出電容器以及一個電感器。外部組件的上限幾乎是無限的，具體取決于拓撲和電源要求。在解決設計中的成本、性能和系統可靠性問題時，設計人員必須了解哪些參數對于選擇正確的組件至關重要。

電阻

電阻器已廣為人知，它們對SMPS的影響相當有限。但是，在使用它們的地方，了解它們的潛在影響非常重要。反饋、補償和電流檢測就是這些地方。

使用可調穩壓器時，將使用外部電阻分壓器網絡對輸出電壓進行分壓，為穩壓器提供反饋。電阻容差將在這里發揮作用，電阻溫度系數（tempco）也將發揮作用。較新的FPGA和處理器具有較低的內核電壓，對電源電壓的容差要求更高。對于內核電壓為1 V的FPGA，5%容差僅為50 mV。

在圖1中，我們展示了電阻容差以及電阻溫度系數如何極大地影響最終設計。

圖1.

ADP2301降壓穩壓器具有0.8 V基準電壓源。輸出電壓將為

如果我們定義電路的增益為

針對1 V輸出電壓進行設計時，我們將選擇R2 = 10 kΩ并計算R1 = 2.5 kΩ。電路的增益將為

如果使用5%容差電阻和裕量處理最壞情況，我們的增益為

這相當于輸出電壓容差±2%。在需要5%電源電壓容差的系統中，我們已經消耗了很大一部分誤差預算。

使用1%容差電阻的相同設計具有±0.4%的誤差。

電阻溫度系數也會導致系統誤差。如果R1的額定溫度為+100 ppm/°C，R2的額定溫度為–100 ppm/°C，則100°C的溫升將增加0.4%的額外誤差。出于這些原因，建議使用1%容差或更好的電阻。溫度系數低至10 ppm/°C的電阻器是現成的，但會增加系統成本。

電容器

電容器在SMPS設計中執行多種功能：能量存儲、濾波、補償、軟啟動編程等。與所有實際器件一樣，設計人員必須注意電容寄生效應。在SMPS儲能和濾波的背景下，兩個最重要的寄生效應是有效串聯電阻（ESR）和有效串聯電感（ESL）。圖2顯示了實際電容器的簡化圖。

圖2.

理想電容器的阻抗與頻率的關系將隨著頻率的增加而單調下降。圖3顯示了兩個不同的100 μF電容的阻抗與頻率的關系。一種是鋁電解型，另一種是多層陶瓷電容器。如預期的那樣，在低頻下，阻抗隨著頻率的增加而單調下降。但是，由于ESR，在某些頻率下，該阻抗達到最小值。隨著頻率的不斷增加，電容器的行為開始更像電感器，阻抗的頻率也會增加。阻抗與頻率曲線稱為“浴缸”曲線，所有實際電容器都以這種方式運行。

圖3.

圖4顯示了降壓轉換器設計中的電容功能。輸入電容將看到較大的不連續紋波電流。該電容器需要額定高紋波電流（低ESR）和低電感（ESL）如果輸入電容器ESR過高，將導致電容器內的I*R功耗。這將降低轉換器效率，并可能使電容器過熱。輸入電流的不連續特性也會與ESL相互作用，導致輸入端出現電壓尖峰。這會將不需要的噪音引入系統。降壓轉換器中的輸出電容將看到通常較低的連續紋波電流。ESR應保持在較低水平，以獲得最佳效率和負載瞬態響應。

圖4.

圖5顯示了升壓轉換器中的去耦電容功能。輸入電容將看到連續紋波電流。應選擇具有低ESR的電容器，以最大程度地減少輸入端的電壓紋波。輸出電容將看到較大的不連續紋波電流。這里需要低 ESR 和低 ESL 電容器。

圖5.

在降壓-升壓轉換器中，輸入和輸出電容將出現不連續的紋波電流。這種拓撲結構需要使用低 ESR 和低 ESL 電容器。

明智的做法是并聯使用多個電容器來構建更大的電容。電容將并聯增加。此外，ESR和ESL將同時降低。通過并聯使用兩個（或多個）電容器，您將獲得更大的電容和更低的電感和電阻。很多時候，這是獲得所需的高電容和低ESR以滿足設計要求的唯一方法。

使用ADI公司的ADIsimPower等在線設計工具將考慮這些權衡，并幫助您優化設計。

有各種不同的電容器類型可供選擇。鋁電解、鉭和多層陶瓷是三種最常用的類型。與大多數工程決策一樣，選擇正確的類型需要權衡。

鋁電解電容器以低成本提供大價值。它們代表了所有選項中最佳的成本/μF。鋁電解電容器的主要缺點是ESR高，可以在幾歐姆的數量級。請務必使用開關型電容器，因為這些電容器的ESR和ESL低于通用電容器。鋁電解電容器還依賴于電解質，電解質會隨著時間的推移而變干，從而縮短其使用壽命。

鉭電容器使用鉭粉作為電介質。與同等的鋁電容器相比，它們以更小的封裝提供較大的價值，但成本更高。ESR往往在100 mΩ范圍內，低于鋁。由于它們不使用液體電解質，因此它們的使用壽命比鋁電解型長。因此，它們在高可靠性應用中很受歡迎。鉭電容器對浪涌電流敏感，有時需要串聯電阻來限制浪涌電流。小心保持在制造商推薦的浪涌電流額定值以及電壓額定值范圍內。鉭電容器的故障模式可能是火焰燒毀。

多層陶瓷電容器 （MLCC） 采用小型表面貼裝封裝，具有極低的 ESR （<10 mΩ） 和 ESL （<1 nH）。MLCC的尺寸最高可達100 μF，但物理尺寸和成本將隨著值>10 μF的增加而增加。 請注意MLCC的額定電壓以及其結構中使用的電介質。實際電容會隨施加的電壓而變化，稱為電壓系數，并且根據所選的電介質，變化可能非常大。圖6顯示了三種不同電容的電容與施加電壓的關系。X7R型電介質提供最佳性能，強烈建議使用。陶瓷電容器由于電介質的壓電特性，對PCB振動很敏感，產生的電壓噪聲會擾亂敏感的模擬電路，如PLL。在這些敏感應用中，不受振動影響的鉭電容器可能是更好的選擇。

圖6.

電感

電感器是一種磁性儲能元件，通常由纏繞在鐵磁芯上的線圈組成。流過電感器的電流會在磁芯中感應出磁場。這個磁場是能量儲存的機制。由于電感中的電流不能瞬時變化，因此當在電感器上施加電壓時，電流將斜坡上升。圖7顯示了電感中的電流波形。

圖7.

當開關閉合時，電感兩端出現全電壓 （V）。電感中的電流將以V/L的速率斜坡上升。當開關打開時，電流將以相同的速率斜坡下降，并且隨著磁場的崩潰會產生較大的電壓。這個磁場就是儲能機制。電感的簡化模型如圖8所示。

圖8.

除電感外，還將有一個串聯電阻（DCR）和一個并聯電容。DCR主要是線圈電阻的影響，在計算電感中的功率損耗時非常重要。并聯電容和電感會導致電感自諧振。自諧振頻率可由下式計算

一個好的經驗法則是保持開關頻率比電感的自諧振頻率低十倍。在大多數設計中，這不會成為問題。

電感內的功率損耗會導致電感內的溫升以及效率損失。電感器的功率損耗主要分為兩類。設計師需要了解兩者。繞組電阻 （DCR） 損耗僅為 I2導線內×R損耗。這些也稱為銅損耗。電感中功率損耗的其他因素稱為磁芯損耗。磁芯損耗是磁滯和磁芯內渦流的組合。磁芯損耗更難計算，甚至可能沒有數據手冊，但會導致磁芯內的功耗和溫升。ADI公司從電感制造商處獲取磁芯損耗信息，并將其納入其在線設計工具ADIsimPower。這將允許準確的磁芯損耗信息及其對整個SMPS設計的影響。

圖9顯示了降壓和升壓模式電源設計中的電感功能。電感器的主要功能是儲能，但它也充當濾波器。電感值的選擇從確定所需的最大紋波電流開始。一個好的起點是降壓轉換器使用30%的直流負載電流，升壓轉換器使用30%的直流輸入電流。這樣，可以使用圖9中的公式計算電感值。

圖9.

電感容差開箱即用可達±30%，因此請務必將其包含在計算中。另外，請務必選擇具有以下功能的電感器

其中Isat是電感的飽和電流。飽和電流是電感下降一定百分比的電流。該百分比因制造商而異，從 10% 到 30% 不等。選擇電感時，請務必注意飽和電流隨溫度的變化，因為電感器可能在高溫下工作。在電感降低10%的情況下工作通常是可以接受的，前提是這是最壞的情況。使用大于必要尺寸的電感器將占用更多的PCB空間，并且通常更昂貴。較高的開關頻率將允許使用較低值的電感器。

SMPS電感器主要使用兩種磁芯材料，即鐵粉和固體鐵氧體。鐵粉芯在材料內有氣隙，可提供“軟”飽和曲線。由于對飽和的軟響應，使用這種磁芯材料的電感器將更適合需要大瞬時電流的應用。

鐵氧體磁芯電感的飽和速度更快，但成本更低，磁芯損耗也更低。

為電路選擇合適的電感值不是一個簡單的計算，但大多數設計都可以在相當寬的電感值范圍內工作。

低阻值電感器的優點包括

降低直流電比

更高的飽和電流

更高的di/dt

更快的開關頻率

更好的瞬態響應

高值電感器的優點包括

更低的紋波電流

降低磁芯損耗

降低電路開關中的均方根電流

滿足輸出紋波規格所需的較低電容

電感器系列中相對較新的參與者是多層片式電感器。這些片式電感器采用非常小的物理尺寸（0805），并允許非常小的整體設計。電感值目前最高可達4.7 μH，因此它們通常適用于更高的開關頻率設計。小尺寸也限制了電流處理能力，約為1.5 A，因此它們不適用于更高功率的設計。與標準繞線電感器相比，它們成本更低、尺寸更小、DCR 更低，因此可能適合您的應用。

屏蔽電感與非屏蔽電感

雖然屏蔽電感更昂貴，飽和電流更低（對于相同的物理尺寸和值），但它們大大降低了EMI。幾乎總是值得使用屏蔽電感器來幫助避免設計中的任何EMI問題。當使用更高的開關頻率時尤其如此。

二極管

異步開關電源設計采用無源開關。開關通常采用二極管的形式。但是，由于二極管的正向壓降，異步設計通常限制在<3 A輸出，否則效率下降會太大。

對于除最高電壓設計外的所有設計，肖特基二極管是異步穩壓器的推薦選擇。它們的擊穿電壓高達 ~100 V。與硅二極管相比，肖特基二極管的正向壓降較低，大大降低了功耗。

有效的零反向恢復時間還可以防止二極管中的開關損耗。

肖特基二極管還提供超低正向壓降。這些器件僅在高達 ~40 V 的擊穿電壓下可用，并且成本會更高，但會進一步降低二極管的功耗。

選擇二極管時，必須考慮正向壓降、擊穿電壓、平均正向電流和最大功率耗散。選擇正向壓降盡可能低的器件，但一定要使用數據手冊中的數字，以反映設計中電流下的正向壓降。通常，正向壓降會隨著正向電流的增加而大大增加。較高的正向壓降將導致器件中的功耗更大。反過來，這會降低轉換器效率，并可能使二極管過熱。

二極管具有負正向電壓溫度系數。這將是一把雙刃劍。一方面，隨著二極管溫度的升高，正向壓降將減小，從而降低器件內的功耗。然而，由于這種效應，不建議將二極管并聯以共享電流，因為一個二極管往往會主導并占用并聯系統中的所有電流。

二極管的擊穿電壓應高于系統中的電壓。正向電流額定值應大于電路電感的設計均方根電流。當然，二極管需要能夠耗散足夠的功率以避免過熱。選擇最大功耗規格大于設計要求的器件。ADIsimPower是ADI公司的在線電源設計工具，擁有龐大的二極管數據庫，將努力為您的應用選擇最佳二極管。

場效應管

開關電源中的“開關”通常是MOSFET。非常高的電壓和電流設計可以使用IGBT型晶體管。

MOSFET 有兩種主要類型：N 溝道和 P 溝道。兩者都有其優點和缺點。

N 溝道增強模式器件需要正柵源電壓才能導通，導通電阻低于 P 溝道（相同尺寸），并且成本更低。

P溝道器件需要負柵源電壓才能導通，導通電阻較高，價格稍貴。

由于正柵源電壓要求，N溝道器件往往更難驅動，因為柵極可能需要驅動到系統中主電源上方。這通常由簡單的自舉電路處理，但這會增加系統的成本和復雜性。最新的IC穩壓器包括自舉二極管，以降低成本和元件數量。

另一方面，P溝道器件更容易驅動，并且不需要額外的電路。使用 P 溝道 MOSFET 的結果是成本更高/導通電阻更高。

在選擇MOSFET時，必須了解一些關鍵性能參數。沒有特別的順序：Rds，Vds，Vgs，Cdss，Cgs，Cgd和Pmax。

Rds 是柵極被驅動時器件的導通電阻。在 SMPS 中，打開的 Rds 越低越好。這減少了 I2× R器件內部的功耗并提高效率。MOSFET的一個良好特性是Rds具有正溫度系數。這使得MOSFET成為并聯的完美候選者，因為它們在并聯時往往平均共享電流。

Vds 表示 MOSFET 的擊穿電壓。選擇大于系統中電壓的額定電壓。更高的電壓通常意味著更高的成本，因此不要使用高于所需電壓的額定電壓。

Vgs是柵極-源極閾值電壓。這是打開設備所需的電壓。

MOSFET 器件的額定最大電流和最大功率耗散。必須遵守這些評級。內部功耗主要來自兩個來源：I2× Rds和開關損耗。

當MOSFET（開關）導通時，唯一的功耗來自I2× RDS 損失。當開關關閉時，設備不耗電。但是，在轉換期間，器件會耗散功率。轉換期間的耗散稱為開關損耗。

圖10顯示了開關損耗是如何表現的。它主要是由柵極上的電容引起的，包括柵極到源極和柵極到漏極電容。必須對它們進行充電和放電才能打開和關閉 MOSFET。您會在圖10中注意到電壓和電流的波形。在導通期間，有一段時間，器件兩端有電壓，電流流過器件。這將導致器件內的V×I耗散。頻率越高，開關損耗越大。這是SMPS設計中的眾多權衡之一。更低的頻率意味著更大的電感器和電容器以及更高的效率。更高的頻率意味著更小的電感和更小的電容，但更多的損耗。

圖10.

總結

在設計SMPS時，通常支持組件的組成部分在控制器或穩壓器IC的選擇中處于次要地位。但有源和無源元件的選擇將對整體電源性能產生巨大影響。效率、產生的熱量、物理尺寸、輸出功率和成本都將以某種方式取決于所選的外部組件。為了做出最佳選擇，需要仔細分析所需的性能。使用ADI公司的ADIsimPower等集成設計工具將簡化這一過程。ADIsimPower允許用戶輸入設計標準，包括確定電路板空間、價格、效率或成本的優先級。然后，它將執行分析設計所需的所有計算，并提出符合設計標準的組件建議。ADIsimPower擁有來自各種制造商的大型元件數據庫。在某些情況下，該工具中包含未發布的制造商數據，以提供最準確的建議。

審核編輯：郭婷