寬帶接收器通常使用固定本振從 900 MHz 等頻率下變頻至 5 至 25 MHz 的基帶，并直接轉換為數字。其中的許多獨立信號通道都經過濾波、解調和數字處理。這種基站系統降低了成本和復雜性——它們只需要一個高頻模擬前端。但關鍵環節，即A/D轉換器，必須具有出色的性能。

寬帶接收機的 A/D 規格由系統無線電標準驅動。為了在附近信號較強的情況下接收遠距離信號，蜂窩基站接收器必須具有寬動態范圍。例如，GSM 規范要求接收器能夠在存在許多其他信號的情況下準確數字化 -13 dBm 至 -104 dBm 的信號（圖 1）— 91 dB 動態范圍！這意味著轉換器和模擬前端的無雜散動態范圍（SFDR）必須約為95至100 dBFS。具有給定幅度的轉換信號的SFDR是該幅度與轉換器奈奎斯特頻譜（0至F）中最大雜散頻率分量的對數比（dB）s/2赫茲）。

圖1.在附近GSM信道中存在強信號的情況下，必須能夠檢測到微弱信號。

最大的雜散通常由前端強信號的失真分量產生，可能會掩蓋接收器處理的微弱條紋信號。SFDR規范允許評估接收器本底噪聲附近的信號的信噪比（或SNR的逆，數字接收器中的誤碼率，BER）。

GSM是使用寬帶技術更難實現的標準之一，因此它是某些轉換器規格重要性的一個很好的例子。其他標準，如AMPS（北美模擬蜂窩），對接收器設計的要求較低，可以使用寬帶輕松實現。

滿量程SINAD和SNR雖然足以滿足單音輸入信號，但不能為寬帶無線電中存在的無數信號和寬帶頻譜提供完整的圖像。多音調測試和 SFDR 功率掃描信息量更大。

轉換器在數字化滿量程信號時的性能通常與處理比滿量程低 10、20、30 dB 或更高的較小信號（典型的寬帶無線電）的性能不同。圖2顯示了12位、50 MSPS AD8011的SFDR與信號幅度的關系。由于轉換器積分非線性和滿量程時的采樣/保持壓擺率限制，SFDR實際上隨著全跨度附近信號電平的降低而改善，從而提供了更大的動態范圍。SFDR比率對于較低的信號電平更好，因為轉換器在其余范圍內更加線性。多個信號也會產生近乎滿量程的代碼，但隨機非相關信號的總和類似于抖動。

圖2.AD9042的SFDR與輸入幅度的關系

抖動是一種技術，用于通過使轉換器在每次對給定模擬電平進行采樣時使用其范圍的不同部分來降低有效本底噪聲的非線性度。它可以通過模擬或數字方法實現。以數字方式生成偽隨機數（抖動），轉換為模擬數，并與模擬輸入信號重復求和[因此給定電平的每個轉換結果取決于抖動值]。每次轉換后，從數字輸出中減去偽隨機數字值。這種技術減少了重復執行相同非線性時產生的光譜內容。在寬帶接收機中，背景噪聲和其他不相關信號提供了抖動的一些好處，但抖動通常是有意增加的，以提高動態性能。

三階互調失真：（IMD）在存在兩個大信號而存在許多較小信號的情況下很重要。兩個最大的信號將在（2f）處產生由非線性引起的雜散2， G1) 和 （2f1， G2).顯著雜散可以覆蓋位于這些頻率上的小期望信號，就像諧波可以掩蓋小信號一樣;由于這些產品總是按帶狀排列，因此無法過濾。IMD并不重要，因為它對較大信號的影響，而是干擾附近信道中的較小信號。可以清楚地看到圖3中的上部IMD乘積，混疊后帶。還表明，除了IMD，其他雜散也可能會出現問題。在這種情況下，在 2（f2， G1） 表示雙音 SFDR 等測量與雙音 IMD 同樣重要。

圖3.AD9042的雙音性能

差分線性誤差（DNL）雖然是特定于架構的，但會因多級轉換器內的失配而增加。當低信號電平跨越相對糟糕的代碼（在DNL圖中突出的代碼）時，它們變得很重要。在圖4的SFDR圖中可以看到SFDR在-25和-40 dBFS之間的急劇下降。失配的均方根誤差保持不變，但隨著信號電平的降低，SFDR會變得更糟，并且對雜散項的貢獻更大。再往下，信號不再越過這些不匹配，SFDR保持高電平。多個信號或增加抖動可以減少該誤差源，從而提高接收器的性能。

圖4.一個“壞”的SFDR情節。注意在 35 dB 附近下降。

頭部空間：當模數轉換器在寬帶架構中接收多個通道時，每個信號電平必須遠小于轉換器的滿量程。單獨一個信號可能使用轉換器的滿量程范圍，但當存在兩個信號時，假設信號功率相等，每個信號都必須是半振幅（-6 dB），以防止這些信號在其峰值處加在一起時出現輸出削波。信號數量每增加一倍，單個電平就需要降低 6 dB。例如，4 個通道為 -12 dBFS，8 個通道為 -18 dBFS。多通道無線電必須具有足夠的動態范圍，以解決因可用信號電平降低而損失的SNR。此外，無線電設計人員在ADC范圍的頂部保留3至15 dB的裕量作為裕量，以防止隨著新呼叫者進入小區而出現額外信號時不可避免的高輸入峰均方比和飽和帶來的削波。

其他模數轉換器要求

采樣率：許多寬帶無線電使用寬動態范圍、超高截點混頻器（如AD831）（模擬對話28-2，第3-5頁）將RF頻譜混合到基帶（從直流到某些高頻的一系列信號）。此類無線電的轉換器要求采樣速率至少為最高頻率（奈奎斯特速率）的兩倍，即直流至10 MHz信號范圍的最低采樣速率為20 MSPS，并且通常具有至少20%的額外裕量，將所需的編碼速率提高到約25 MSPS。

對于模擬和數字標準，過采樣可提供可提高有效SNR的處理增益。對于數字調制數據，ADC應以數據速率的整數倍采樣，以便通道中心位于FFT或濾波器箱的中心。例如，如果接收器正在解碼GSM數據包，則采樣速率將是270.833-kHz數據速率的倍數。典型的GSM接收器使用每比特48個樣本的倍數，對于基本采樣率，Fs，的 13 MSPS。[1]模擬接收（如 AM 和 FM）的采樣速率是通道帶寬的倍數。使用 AMPS（30kHz 標準），典型采樣率為 1024[2]帶寬的倍數為 30.72 MSPS。

驅動器和過濾：基帶采樣的替代方法是對位于第二或第三奈奎斯特區的IF信號進行采樣[即，從（N-1）Fs/2到NFs/2].因此，第二個奈奎斯特區來自Fs/2至Fs;第三個是來自Fs至 （3/2）Fs.為Fs= 25 MSPS，第二個區域為 12.5 MHz 至 25 MHz;第三個是25-37.5 MHz。 使用較高的區域可以大大放寬驅動放大器的諧波要求，因為對于高于第一奈奎斯特區的頻率進行濾波要容易得多。

在 10 MHz 基帶下，對于具有 1 MHz 信號的 70 dB 諧波抑制，驅動放大器必須具有 70 dB 諧波性能，因為抗混疊濾波器不能濾除低于 10 MHz 的諧波。但是，如果系統設計用于 26 MHz 的 1 MHz 基帶信號 （Fs+ 1 MHz，在第三個奈奎斯特區），二次諧波將為 52 MHz，遠遠超出數字化儀抗混疊濾波器的 25 至 37.5 MHz 通帶（圖 5）。無需犧牲轉換器精度;由于采樣系統內的信號折疊，所有轉換器諧波總是落在“帶內”。通過犧牲放大器性能提高以放寬濾波器規格來簡化模擬電路要求。但互調要求不能降低;放大器和轉換器的IM必須始終落在帶內。

圖5.易于濾波：第三奈奎斯特區的欠采樣信號，以消除基帶諧波。

[1]其他可能的采樣頻率包括26 MSPS和39 MSPS，均為13 MSPS的倍數。

[2]其他倍數通常是可能的，通常是 2 的冪，并且在可用轉換器的采樣率能力范圍內。

寬帶無線電過采樣和過程增益

SNR可以通過稱為處理增益的數值運算來改善。在任何數字化過程中，信號采樣越快，本底噪聲越低。SNR沒有改善，總積分噪聲保持不變，但它分布在更多的頻率上。本底噪聲遵循公式（b = 分辨率）：

Noise Floor = 6.02 b + 1.8 + 10 log (Fs / 2 BW)

這表示轉換器的量化噪聲，并顯示噪聲與采樣速率之間的關系。采樣速率每增加一倍，有效本底噪聲就會降低3 dB。

雖然通過提高采樣率可以實現一些增益，但它們相對較小。然而，當需要使用數字信號處理芯片對信號進行通道化和濾波時，在數字濾波過程中可以獲得重要的收益。例如，如果使用AD9042采樣速率以40.96 MSPS的速度對30 kHz AMPS信號進行數字化處理，則只有一小部分寬帶噪聲通過數字濾波器通帶。通帶（0.03 MHz/20.48 MHz）中的噪聲降低以對數形式為10對數（20.48 MHz/30 kHz）或28.3 dB。

考慮到這一點，給定信號的有效SNR是

SNR = 6.2 + 1.8 + 10 log (Fs / (2 x BW)) - HR

如果實際的SNR規格已知，則將其替換為（6.02 b +1.8）項。如果轉換器的SNR規格為67 dB，有8個信號，則每個信號將比滿量程低18 + 12 dB（裕量-HR）（如上所述）。因此，整體信號電平將比滿量程低30 dB（即SNR降低到37 dB）。但有效信道信噪比將為 67+28.3-30 = 65.3 dB。

審核編輯：郭婷