作者：George Alexandrov and Nathan Carter

用于光電二極管、壓電和其他儀器儀表應(yīng)用的低噪聲放大器通常需要電路參數(shù)，例如極高的輸入阻抗、低 1/f 噪聲或亞皮安偏置電流，而現(xiàn)有的集成產(chǎn)品無(wú)法滿足這些參數(shù)。本文討論使用分立元件設(shè)計(jì)低噪聲放大器的要求和挑戰(zhàn)，特別強(qiáng)調(diào)折合到輸入端的噪聲和失調(diào)電壓調(diào)整。

高輸入增益拓?fù)涞木窒扌?/p>

典型的分立放大器（如圖1所示）使用高速運(yùn)算放大器，前面是差分放大器級(jí)，采用雙匹配JFET實(shí)現(xiàn)，提供高輸入阻抗和一些初始增益。系統(tǒng)噪聲主要由輸入級(jí)主導(dǎo)，因此不需要低噪聲運(yùn)算放大器。

圖1.高速、低噪聲儀表放大器。

不幸的是，在低增益和高頻下穩(wěn)定輸出是一個(gè)挑戰(zhàn)。通過(guò)添加RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)C來(lái)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性C和 RC，但這些元件的最佳值會(huì)隨著增益而變化，從而使整體設(shè)計(jì)復(fù)雜化。此外，對(duì)于某些應(yīng)用來(lái)說(shuō)，大信號(hào)響應(yīng)可能太慢。

圖2所示電路可以在單位增益下實(shí)現(xiàn)相當(dāng)?shù)脑肼暎鵁o(wú)需補(bǔ)償。速度主要由運(yùn)算放大器決定。該電路由三個(gè)主要部分組成：輸出運(yùn)算放大器、FET輸入緩沖器和偏置FET的電流源。

圖2.單位增益穩(wěn)定版放大器。

輸入級(jí)的單位增益配置對(duì)運(yùn)算放大器的噪聲性能有嚴(yán)格的限制。在圖1所示電路中，輸入FET的增益有限，從而降低了下一級(jí)的噪聲影響。在單位增益配置中，總噪聲在輸入緩沖器和運(yùn)算放大器之間分配，因此需要一個(gè)低噪聲運(yùn)算放大器。

輸入級(jí)電流源

如果實(shí)施不當(dāng)，用于偏置FET輸入緩沖器的電流源會(huì)對(duì)整體系統(tǒng)噪聲產(chǎn)生巨大影響。最小化偏置噪聲貢獻(xiàn)的一種方法是在簡(jiǎn)單的電流鏡中添加衰減電阻，如圖3所示。

圖3.電流鏡退化。

流入晶體管Q的電流0鏡像在晶體管 Q 中1和 Q2.噪聲源包括晶體管的1/f和散粒噪聲。添加退化電阻可將散粒噪聲降低 1 + g 倍mR德根，但對(duì) 1/f 噪聲沒(méi)有影響。該噪聲源建模為基極和發(fā)射極之間的電流，無(wú)法通過(guò)添加R來(lái)改善德根.需要不同的電流源架構(gòu)來(lái)同時(shí)降低兩個(gè)噪聲源。

圖4.帶電流分配電阻的電流鏡。

修改后的電流鏡如圖4所示。該電流源需要較少的晶體管，允許使用雙晶體管對(duì)而不是四通道封裝，并減小了尺寸和成本。噪聲性能得到極大改善，因?yàn)樯⒘Ｔ肼暫?/f噪聲都被抵消了。來(lái)自晶體管Q的電流0鏡像到晶體管 Q1.該電流使用一對(duì)電阻在集電極上分配，因此1/f和散粒噪聲將均勻分配。由于噪聲源來(lái)自同一晶體管，因此它們是相干的。輸出為差分輸出，因此噪聲被抵消，如圖5所示。

圖5.顯示噪聲消除的電流源的理想表示。

電流鏡子晶體管仍然退化，以改善電流匹配和輸出阻抗。電流由R兩端的壓降決定德根，因此晶體管匹配并不像未退化的情況下那么重要。這允許使用幾乎任何匹配對(duì)，但集電極電容必須很低以保持穩(wěn)定性。兩種實(shí)現(xiàn)方案的差分輸入電容保持不變，因?yàn)閮蓚€(gè)輸入器件的源之間的耦合主要由放大器的低差分輸入阻抗決定。

為了進(jìn)行測(cè)試，決定偏置電流的基準(zhǔn)電壓源由連接到V的電阻器設(shè)置。抄送.這使得電路容易出現(xiàn)性能問(wèn)題，如果V。抄送變化。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中，應(yīng)使用齊納、帶隙或IC基準(zhǔn)電壓源代替電阻。

運(yùn)算放大器

運(yùn)算放大器決定了整個(gè)放大器的速度、噪聲、輸出性能和失真，因此必須根據(jù)應(yīng)用進(jìn)行選擇。表1顯示了合適運(yùn)算放大器的一些典型值。

表 1.相關(guān)運(yùn)算放大器特性

ADA4897非常適合實(shí)現(xiàn)大多數(shù)高速檢測(cè)應(yīng)用所需的低噪聲性能。對(duì)于高壓應(yīng)用，ADA4898也表現(xiàn)良好。該器件能夠采用 ±18V 電源供電，保持低噪聲，同時(shí)僅消耗 8mA 電源電流。兩個(gè)放大器均采用壓擺率超過(guò)50 V/μs的復(fù)合設(shè)計(jì)。

輸入場(chǎng)效應(yīng)晶體管

輸入FET決定了放大器的輸入特性。最佳性能要求FET具有良好的匹配性、低噪聲和低輸入偏置電流。最重要的是，這些JFET決定了輸入失調(diào)電壓，因此它們必須非常匹配。在LSK389的情況下，最大ΔV一般事務(wù)人員為 20 mV，對(duì)應(yīng)于 V操作系統(tǒng)20 mV。稍后將討論降低這種相對(duì)較高的失調(diào)電壓的技術(shù)。

表 2.JFET的相關(guān)特性

放大器性能

以下示例使用由LSK389A nJFET、PMP4201晶體管和運(yùn)算放大器ADA4897實(shí)現(xiàn)的放大器。評(píng)估板如圖6所示。

圖6.放大器評(píng)估板，包括數(shù)字電位計(jì)連接。

該放大器實(shí)現(xiàn)方案最明顯的誤差源是高輸入失調(diào)電壓。該失調(diào)電壓主要由輸入FET失配決定，可高達(dá)10 mV。（LSK389數(shù)據(jù)手冊(cè)聲稱失配高達(dá)20 mV，但在測(cè)試期間從未見(jiàn)過(guò)如此高的數(shù)字。增益為100會(huì)產(chǎn)生1 V輸出失調(diào)，使放大器幾乎無(wú)用。在該放大器用作前置放大器之前，需要調(diào)整高輸入失調(diào)電壓。這是通過(guò)AD5292數(shù)字電位計(jì)完成的。本文討論根據(jù)電位計(jì)的位置進(jìn)行失調(diào)調(diào)整的兩種方法。

輸入失調(diào)電壓

測(cè)試版本的放大器的輸入失調(diào)電壓范圍為1 mV至10 mV。造成這種失調(diào)的主要原因是輸入JFET的不匹配。LSK389 數(shù)據(jù)手冊(cè)顯示 IDSS變化可達(dá) 10%，影響 V一般事務(wù)人員并引入失調(diào)電壓。幸運(yùn)的是，失調(diào)源于通過(guò)JFET的不等偏置電流，因此可以調(diào)整提供這些電流的電流源以補(bǔ)償該誤差。實(shí)現(xiàn)零失調(diào)電壓的一種方法如圖7所示。

圖7.使用電位計(jì)消除輸入失調(diào)電壓。

AD5141或AD5292等數(shù)字電位計(jì)可用于調(diào)節(jié)通過(guò)輸入器件的電流。表3顯示了這些器件的主要特性，包括一個(gè)通過(guò)SPI接口控制的三端子電位計(jì)，用于精確定位游標(biāo)以實(shí)現(xiàn)精確的電阻控制。

表 3.數(shù)字電位器規(guī)格

遺憾的是，這些數(shù)字電位計(jì)的端子寄生電容很高（高達(dá)85 pF），這會(huì)導(dǎo)致穩(wěn)定性問(wèn)題和高頻振鈴。圖8顯示了使用該電位計(jì)和不使用此電位計(jì)的放大器的階躍響應(yīng)。

圖8.放大器a）帶和b）不帶電位計(jì)的階躍響應(yīng)，用于失調(diào)調(diào)整。

85 pF的寄生電容連接在輸入FET的源極和地之間，在高頻下引起明顯的振鈴和不穩(wěn)定。另一種偏置設(shè)置可降低輸入失調(diào)電壓，同時(shí)在高頻下保持低噪聲和穩(wěn)定性，如圖9所示。

圖9.使用電位計(jì)消除輸入失調(diào)電壓的替代方法。

在上述兩種偏置方法中，數(shù)字電位計(jì)用于調(diào)節(jié)通過(guò)每個(gè)FET的電流，直到它們的柵源電壓匹配并且輸入失調(diào)電壓最小化。但是，圖9的偏置方案可確保電位計(jì)的高寄生電容不會(huì)導(dǎo)致高頻不穩(wěn)定和振鈴。它的工作原理是結(jié)合圖3和圖4中的兩種不同的電流鏡配置。The Q0/Q1電流鏡通過(guò)分離集電極電流為FET提供大部分電流，幾乎沒(méi)有從偏置晶體管引入噪聲。Q0/Q2/Q3形成一個(gè)更傳統(tǒng)但更嘈雜的電流鏡子。它們經(jīng)過(guò)退化，因此僅提供總FET偏置電流的1%至2%（約30 μA）。這不足以引入顯著噪聲，但允許進(jìn)行足夠的調(diào)整，輕松調(diào)整10 mV失調(diào)。更重要的是，它確保電位計(jì)的寄生電容不會(huì)影響輸出。因此，由于 RS分路器，可以根據(jù)Q的退化可靠地調(diào)整偏移2/Q3，任何電位計(jì)寄生效應(yīng)都對(duì)輸出沒(méi)有影響。圖10顯示了鏡像修整版本的階躍響應(yīng)。

圖 10.放大器在電流鏡處調(diào)整的階躍響應(yīng)。

數(shù)字電位計(jì)提供了一種調(diào)整失調(diào)電壓的簡(jiǎn)便方法，允許在很寬的工作溫度和電壓范圍內(nèi)將失調(diào)降至最低。AD5292內(nèi)置一個(gè)20次可編程存儲(chǔ)器，允許在調(diào)整失調(diào)電壓后永久存儲(chǔ)游標(biāo)位置。本電路采用AD5292評(píng)估板將失調(diào)調(diào)整電位計(jì)連接在板外。對(duì)于更緊湊的設(shè)計(jì)，數(shù)字電位計(jì)可以包含在板上，并使用其片內(nèi)串行接口引腳進(jìn)行編程。

使用這種方法，使用AD5292 20 kΩ電位計(jì)，LSK389/ADA4897放大器的輸入失調(diào)電壓成功降至幾微伏。

失調(diào)漂移

對(duì)于未修整的放大器，失調(diào)電壓溫度系數(shù)或輸入失調(diào)電壓隨溫度升高而增加的速率約為4 μV/°C。增加AD5292后，該值將增加到約25 μV/°C。 這些結(jié)果如圖 11 所示。

圖 11.輸入失調(diào)電壓與溫度的關(guān)系。

盡管漂移變化很大，但放大器的動(dòng)態(tài)范圍得到了顯著改善。考慮一個(gè)未修整的放大器，在增益為100，溫度為85°C時(shí)失調(diào)為5 mV。 這將創(chuàng)建

V外= （V操作系統(tǒng)+ TCV操作系統(tǒng)× T） × G = （5 mV + 4 μV/°C × 85°C） × 100 = 534 mV。

如果在相同工作條件下將失調(diào)調(diào)整至5 μV，則輸出失調(diào)將為

V外= （V操作系統(tǒng)+ TCV操作系統(tǒng)× T） × G = （5 μV + 25 μV/°C × 85°C） × 100 = 213 mV，

從而將動(dòng)態(tài)范圍提高 300 mV 以上。這也支持現(xiàn)場(chǎng)校準(zhǔn)和系統(tǒng)級(jí)漂移校準(zhǔn)和調(diào)整技術(shù)，從而進(jìn)一步提高精度。

噪聲

圖 12.不同微調(diào)的折合到輸入端的噪聲電壓。

圖12顯示了各種放大器配置的噪聲密度。該放大器在8 mA電源電流下實(shí)現(xiàn)了2 nV/√Hz的寬帶噪聲密度，優(yōu)于現(xiàn)有的集成產(chǎn)品。未調(diào)整的1/f噪聲在10 Hz時(shí)為4 nV/√Hz，在1 Hz時(shí)為16 nV/√Hz。 請(qǐng)注意，傳統(tǒng)電流鏡（紅色曲線）的1/f和寬帶噪聲都高出1.5至2倍，并且總體噪聲在調(diào)整后幾乎保持不變，如其他三條曲線所示。

小信號(hào)傳遞函數(shù)

圖13和圖14顯示了各種增益和調(diào)整設(shè)置下的頻率響應(yīng)。請(qǐng)注意，RS調(diào)整放大器不穩(wěn)定，未調(diào)整和鏡像調(diào)整版本之間的頻率響應(yīng)相同。

圖 13.放大器的未修整版本在不同增益下的帶寬。

圖 14.用于不同電位計(jì)放置的單位增益帶寬。

輸入偏置電流

輸入偏置電流使用增益配置和檢測(cè)電阻測(cè)量。表4顯示了各種器件、電壓和溫度的典型范圍。

表 4.輸入偏置電流值

結(jié)論

隨著越來(lái)越多的應(yīng)用需要具有高輸入阻抗、低噪聲和最小失調(diào)電壓的專用運(yùn)算放大器，能夠使用分立器件設(shè)計(jì)專用電路變得越來(lái)越重要。本文介紹了一款高速、低噪聲放大器，其輸入失調(diào)電壓可調(diào)，僅使用四個(gè)分立器件。討論了每級(jí)的設(shè)計(jì)考慮因素，特別強(qiáng)調(diào)了放大器的噪聲性能以及消除散粒和1/f噪聲的各種方法。使用運(yùn)算放大器ADA4897和LSK389 JFET，設(shè)計(jì)并測(cè)試了一款單位增益放大器，具有2 nV/√Hz輸入?yún)⒖荚肼暎娫措娏鲀H為8 mA。10 mV范圍內(nèi)的高輸入失調(diào)電壓使用數(shù)字電位計(jì)AD5292進(jìn)行數(shù)字調(diào)整。討論了替代部件，以適應(yīng)不同的應(yīng)用和環(huán)境。

審核編輯：郭婷