作者：Neil Zhao， Wenshuai Liao， and Henri Sino

電流檢測是一項關(guān)鍵功能，對于電機(jī)控制、電磁閥控制、通信基礎(chǔ)設(shè)施和電源管理等應(yīng)用中的精密閉環(huán)控制是必需的。最終用途從安全關(guān)鍵型汽車和工業(yè)應(yīng)用到手持設(shè)備，其中功率和效率至關(guān)重要。精密電流監(jiān)控使設(shè)計人員能夠獲得關(guān)鍵的瞬時信息，例如電機(jī)轉(zhuǎn)矩（基于電機(jī)電流）、DC-DC轉(zhuǎn)換器的效率、基站LDMOS（橫向擴(kuò)散MOS）功率晶體管中的偏置電流，或診斷信息，例如對地短路。

為了了解系統(tǒng)設(shè)計人員在為電路板選擇最精確、最具成本效益的電流傳感器時所面臨的關(guān)鍵權(quán)衡、選項和挑戰(zhàn)，我們仔細(xì)研究了蜂窩基站功率放大器和其他相關(guān)應(yīng)用中LDMOS偏置電流監(jiān)控中的電流檢測。

電流監(jiān)控在基站功率放大器中是必要的，特別是對于3G和LTE中使用的更復(fù)雜的調(diào)制方法，其中峰均功率比從3G W-CDMA的5.2 dB（約2.1比3）到LTE OFDM的8.5 dB（約7.1比1）不等，而最流行的3G單載波GSM為2 dB（約1比2）。控制環(huán)路功能之一是監(jiān)控LDMOS偏置電流，從而允許LDMOS的偏置針對給定功率輸出進(jìn)行適當(dāng)調(diào)制。通常，這種直流偏置電流具有基于工作、最大或非峰值操作的寬動態(tài)范圍。對于設(shè)計人員來說，這意味著需要一個精確的電流傳感器來監(jiān)控50 mA（或低至15 mA）的電流。1至20 A，而LDMOS的漏極偏置在28 V至60 V的高電壓范圍內(nèi)。 使用分流電阻器監(jiān)控此電流意味著設(shè)計人員只能使用非常小的分流器，當(dāng)LDMOS電流為20 A時，該分流器不會耗散太多功率。例如，即使是10 mΩ分流器在最大電流下也會耗散4 W。

雖然分流電阻可用于處理此功率，但電路板可能需要更低的功耗。但是，選擇這樣的低電阻值意味著，在低電流（例如50 mA）下，10 mΩ分流器兩端的電壓非常小（500 μV），這使得精確監(jiān)控成為一項挑戰(zhàn)，因為電路還必須承受高共模電壓。

本文將重點介紹電流檢測解決方案，幫助設(shè)計人員在存在高共模電壓的情況下準(zhǔn)確監(jiān)控寬范圍的直流電流。還將特別注意溫度性能，這是一個通常不容易校準(zhǔn)的關(guān)鍵參數(shù)，但在室外功率放大器的情況下必須面對。本文介紹了三種可選的解決方案方法（按設(shè)計復(fù)雜性降低的順序排列），為各種應(yīng)用提供可行的高精度、高分辨率電流檢測。

使用分立元件（如運算放大器、電阻器和齊納二極管）構(gòu)建電流傳感器。該解決方案采用零漂移放大器AD8628作為關(guān)鍵元件。

通過使用高壓雙向分流監(jiān)控器（如AD8210）和額外的外部元件來擴(kuò)展動態(tài)范圍和精度，實現(xiàn)更高的集成度。

采用應(yīng)用優(yōu)化的器件，例如新推出的AD8217，這是一款易于使用、高度集成的零漂移電流傳感器，輸入共模電壓范圍為4.5 V至80 V。

為高端電流檢測配置標(biāo)準(zhǔn)運算放大器

圖1所示為采用AD8628的基于運算放大器的分立解決方案。同樣的設(shè)置也適用于其他運算放大器，但所需的特定特性包括低輸入失調(diào)電壓、低失調(diào)電壓漂移、低輸入偏置電流以及軌到軌輸入和輸出擺幅能力（如果可能）。其他推薦的放大器包括AD8538、AD8571和AD8551。

圖1.采用運算放大器的分立式大電流檢測解決方案。

該電路監(jiān)視高壓側(cè)電流I。放大器通過齊納二極管偏置，在本例中，齊納二極管的額定電壓為5.1 V。它的使用可確保放大器在高共模電平下安全工作，其電源電壓保持穩(wěn)定并在允許的電源限值內(nèi)，同時輸出由MOSFET轉(zhuǎn)換為電流，并通過電阻轉(zhuǎn)換為以地為參考的電壓RL.因此，輸出電壓可以為轉(zhuǎn)換器、模擬處理器和其他以地為參考的元件（如運算放大器或比較器）供電，以進(jìn)行進(jìn)一步的信號調(diào)理。

在這種配置中，電壓跨越RG等于兩端的電壓R分流因為通過 MOSFET 的反饋將兩個高阻抗運算放大器輸入保持在相同的電壓。電流通過RG流經(jīng)場效應(yīng)管和RL發(fā)展V輸出.流過分流電阻器的電流I與分流電阻器之間的關(guān)系V輸出由公式 1 表示：

(1)

R分流選擇：最大值R分流受最大電流下允許功耗的限制。的最小值R分流受運算放大器輸入范圍和誤差預(yù)算的限制。通常，值R分流范圍為 1 mΩ 至 10 mΩ，用于監(jiān)控大于 10 A 的電流。如果單個電阻器不能滿足功耗要求或?qū)τ?a href="http://www.xsypw.cn/v/tag/82/" target="_blank">PCB來說太大，R分流可能必須由多個并聯(lián)電阻組成。

RG選擇： RG用于將與高端電流成比例的電流轉(zhuǎn)換為低端電流。最大RG受 P 溝道 MOSFET 的漏源漏電流限制。例如，考慮常見的P溝道增強(qiáng)模式垂直DMOS晶體管BSS84。最大我DSS在各種條件下如表1所示。

表 1.漏源漏電流

考慮 LDMOS 漏極電流監(jiān)控示例，采用 28V 共模和我DSS的 100 nA。最小電流通過的鏡子RL應(yīng)至少 20 次我DSS.這導(dǎo)致

最低要求RG受最大負(fù)載電流下允許的鏡面電流功耗限制

R偏見選擇：電流通過R偏見 分頻以產(chǎn)生運算放大器的靜態(tài)電流和基本恒定的齊納二極管電壓，VZ，（確定運算放大器的電源電壓）。確保流過齊納二極管的電流不超過其最大調(diào)節(jié)電流，我Z_MAX，當(dāng)放大器電流，我供應(yīng)，基本上為零，并且V在是最大值：

為確保二極管電壓穩(wěn)定，流過二極管的電流應(yīng)高于其最小工作電流，我Z_MIN什么時候我供應(yīng)是最大值和V在是最小值：

齊納二極管和R偏見是該解決方案中的關(guān)鍵元件，因為它們消除了以下電路的高共模電壓，并允許使用低壓精密運算放大器。為了獲得最佳電壓穩(wěn)定性，齊納二極管應(yīng)具有低動態(tài)電阻和低溫度漂移。

R1選擇： R1用于在輸入瞬變超過運算放大器電源電壓時限制放大器輸入電流。建議使用 10kΩ 電阻。

失調(diào)電壓，V操作系統(tǒng)和失調(diào)電流，我操作系統(tǒng)，所選的運算放大器至關(guān)重要，尤其是在分流電阻值低且負(fù)載電流較低的情況下。V操作系統(tǒng) + 我操作系統(tǒng)×R1必須小于我最低×R分流，或者放大器可能已飽和。因此，首選具有零交越失真的軌到軌輸入放大器，以獲得最佳性能。

這種分立解決方案需要考慮的另一個問題是溫度漂移。即使使用零漂移放大器，優(yōu)化由齊納二極管、MOSFET和電阻等分立元件引起的漂移也非常困難或成本高昂。從表 1 中，最大值我DSS的 MOSFET 在 –10 μA 至 –60 μA 范圍內(nèi)變化，工作溫度從 25°C 變?yōu)?125°C，如下所示：V一般事務(wù)人員= 0 V 和VDS= –50 V.這種漂移會降低系統(tǒng)在整個溫度范圍內(nèi)的精度，尤其是在監(jiān)控電流較低時。齊納二極管的漂移會影響放大器電源的穩(wěn)定性，因此所使用的放大器應(yīng)具有高電源抑制（PSR）。

此外，設(shè)計人員必須考慮到該解決方案的低功耗效率：消耗大量功率R偏見.例如，如果總線共模電壓為28 V，則齊納二極管電壓輸出為5.1 V，并且R偏見是一個1000 Ω電阻，電路將耗散超過0.52 W的不良功率。這會增加功耗預(yù)算，必須加以考慮。

采用AD8210和外部元件的高端電流檢測

圖2a顯示了AD8210集成高壓雙向分流監(jiān)控器的簡化框圖;圖2b所示為采用外部基準(zhǔn)電壓源的單向應(yīng)用。

圖2.（a） AD8210高壓雙向分流監(jiān)控器。

（b） 帶外部參考的大范圍單向應(yīng)用。

AD8210放大流過分流電阻的正電流或負(fù)電流產(chǎn)生的小差分輸入電壓。AD8210抑制高共模電壓（高達(dá)65 V），并提供以地為參考的緩沖輸出。

如圖2a所示，它包括兩個主模塊：差分放大器和儀表放大器。輸入端子通過R連接到差分放大器A11和 R2.A1通過調(diào)整通過R的小電流來消除其自身輸入端子上的電壓1和 R2與 Q1 和 Q2。當(dāng)AD8210的輸入信號為0 V時，電流以R為單位1和 R2 相等。當(dāng)差分信號不為零時，通過其中一個電阻的電流增加，在另一個電阻中減小。電流差與輸入信號的大小和極性成正比。

通過Q1和Q2的差分電流通過R轉(zhuǎn)換為差分電壓3和 R4.A2配置為儀表放大器。差分電壓通過A2轉(zhuǎn)換為單端輸出電壓。增益在內(nèi)部設(shè)置為20 V/V，采用精密調(diào)整的薄膜電阻。

輸出基準(zhǔn)電壓可通過 V 輕松調(diào)節(jié)參考文獻(xiàn)1和 V參考文獻(xiàn)2引 腳。在處理雙向電流的典型配置中，V參考文獻(xiàn)1連接到 V抄送而V參考文獻(xiàn)2已連接到 GND。在這種情況下，輸出以 V 為中心抄送/2當(dāng)輸入信號為0 V時，因此使用5 V電源時，輸出中心為2.5 V。輸出將大于或小于2.5 V，具體取決于通過分流電阻器的電流方向。

這種配置適用于充電/放電應(yīng)用，但如果用戶需要利用整個輸出范圍來測量單向電流，則圖2b電路顯示了可以使用外部電源設(shè)置范圍的典型方式。這里，電阻分壓器由運算放大器緩沖以驅(qū)動V參考文獻(xiàn)1和 V參考文獻(xiàn)2引腳連接在一起，以偏移輸出。

放大器很難單獨監(jiān)控負(fù)載電流，因為它接近于零。采用5 V電源時，AD8210的線性輸出范圍最小輸出為50 mV，最大輸出為4.9 V。 考慮分流電阻為10 mΩ的應(yīng)用。流過它的最小電流必須大于250 mA，以確保AD8210的輸出高于其最低點50 mV。

圖2b所示的配置增加了一個失調(diào)，以允許測量較小的電流。基于20 V/V的放大器增益，輸出電壓與監(jiān)控電流之間的關(guān)系可計算為公式2：

例如，使用電阻，R1和R2分別為9800 Ω和200 Ω，失調(diào)電壓將為100 mV。當(dāng)差分輸入為0 V時，AD8210輸出現(xiàn)在為100 mV，安全地處于線性范圍內(nèi)。如果分流電流范圍為 50 mA 至 20 A，則R分流 = 10 mΩ，輸入范圍為0.5 mV至200 mV;AD8210的輸出范圍為10 mV至4 V加上失調(diào)電壓，或0.11 V至4.1 V，完全在AD8210的額定線性范圍內(nèi)。

事實上，使用這種配置，設(shè)計人員可以將AD8210的輸出偏移到其電源范圍內(nèi)的任意點，以處理具有任意不對稱程度的任意電流范圍。需要運算放大器來緩沖分壓器，因為精密調(diào)整的電阻在內(nèi)部連接到基準(zhǔn)輸入，因此，為了獲得最佳結(jié)果，這些輸入應(yīng)以低阻抗驅(qū)動。可用于緩沖外部基準(zhǔn)電壓源的精密、低成本運算放大器包括AD8541、AD8601、AD8603、AD8605、AD8613、AD8691和AD8655。

與分立式解決方案相比，如果輸出電壓范圍不能滿足電流檢測范圍要求，這種集成解決方案要求分流監(jiān)控器具有高共模電壓范圍和輸出失調(diào)。但它可以處理雙向電流監(jiān)控，并避免上述溫度漂移和功耗問題。AD8210的失調(diào)漂移和增益漂移保證最大值分別為8 μV/°C和20 ppm/°C。例如，如果將AD8603用作緩沖器，則其失調(diào)僅占1 μV/°C，與AD8210已經(jīng)很低的失調(diào)電壓漂移相比，可以忽略不計。分壓器的功耗，R1和 R2是

或僅1.2 mW，使用圖2b中的參數(shù)。

使用零漂移AD8217進(jìn)行高端電流監(jiān)控

最近，ADI公司推出了AD8217，這是一款具有零漂移和500 kHz帶寬的高壓電流傳感器，專門設(shè)計用于在寬溫度、輸入共模和差分電壓范圍內(nèi)提高分辨率和精度。圖3a顯示了該器件的簡化框圖;圖3b顯示了典型應(yīng)用中的它。

圖3.（a） 高分辨率、零漂移分流監(jiān)控器AD8217。

（b） 使用AD8217進(jìn)行高端電流檢測。

為了測量通過小分流電阻的極小電流，AD8217在整個溫度范圍內(nèi)具有最小20 mV輸出范圍，優(yōu)于AD8210的50 mV范圍。因此，如果分流器上監(jiān)控的最小負(fù)載電流從電流傳感器產(chǎn)生20 mV最小輸出，即1 mV最小輸入，則用戶可以選擇如圖8217b所示配置的AD3。AD8217輸出電壓與輸入電流之間的關(guān)系可由公式3計算：

(3)

AD8217內(nèi)置低壓差穩(wěn)壓器（LDO），可為放大器提供恒壓電源。LDO可承受4.5 V至80 V的高共模電壓，其功能與圖1中的齊納二極管相似。

AD8217的出廠設(shè)置增益為20 V/V，在整個溫度范圍內(nèi)最大增益誤差為±0.35%。在整個溫度范圍內(nèi)額定±300 μV的初始失調(diào)和極小的溫度漂移（±100 nV/°C）將增加任何誤差預(yù)算。緩沖輸出電壓直接與任何典型的模數(shù)轉(zhuǎn)換器接口。無論共模如何，當(dāng)輸入差分至少為8217 mV時，AD1都能提供正確的輸出電壓。如上所述，使用10 mΩ分流電阻時，最小電流可低至100 mA。

單芯片解決方案避免了分立解決方案的溫度漂移和功耗問題。

性能結(jié)果比較

以下部分將展示比較三種不同方法獲得的測試結(jié)果。通過改變輸入電壓和負(fù)載電阻來調(diào)節(jié)通過分流器的輸入電流。在數(shù)據(jù)中，已經(jīng)進(jìn)行了初始校準(zhǔn)，以消除與我們電路板中使用的所有器件相關(guān)的初始增益和失調(diào)誤差。

圖4是R兩端輸出電壓的線性曲線圖L作為流過的輸入電流的低端值的函數(shù)R分流，使用圖1所示電路測量。R分流為 10 mΩ;RG是 13 Ω;R偏見是 100 Ω;R1為 10 kΩ;負(fù)載電阻為200 Ω;RL是 200 Ω;齊納二極管輸出為5.1 V;運算放大器為AD8628;MOSFET是BSS84。最大相對誤差為0.69%，校準(zhǔn)后平均值為0.21%。

圖4.圖8628中AD1的低電流測試結(jié)果。

圖5是AD8210輸出電壓與流經(jīng)R的輸入電流低端值的線性度曲線分流，使用圖2b的電路測量。R分流為 10 mΩ;R1為 20 kΩ;R2為 0.5 kΩ;負(fù)載電阻為200 Ω。外部基準(zhǔn)電壓緩沖器為AD8603。校準(zhǔn)后最大相對誤差為0.03%，平均值為0.01%。

圖5.圖8210b中AD2的低電流測試結(jié)果。

圖6是AD8217輸出電壓與流經(jīng)R的輸入電流低端值的線性關(guān)系圖分流在圖3b的電路中。R分流為10 mΩ，負(fù)載電阻為50 Ω。最大相對誤差為0.088%，線性校正后平均值為0.025%。

圖6.圖8217b中AD3的低電流測試結(jié)果。

請注意，測試必須集中在范圍的低端，并且沒有覆蓋整個50 mA至20 A范圍。原因是線性度挑戰(zhàn)主要在于該范圍的低輸出電壓（低單極性電流）部分。

還對每種溶液在–40°C、+25°C和+85°C下進(jìn)行了溫度實驗。 表2顯示了在+25°C下使用相同的校正系數(shù)在–40°C和+85°C下校準(zhǔn)數(shù)據(jù)時的最大相對誤差和平均誤差。

表 2.使用相同的校正系數(shù)在不同溫度下的最大和平均誤差

如果系統(tǒng)中可以使用溫度傳感器，則可以使用不同的校正因子來校準(zhǔn)不同溫度下的數(shù)據(jù)，但會增加組件和制造成本。表3顯示了在–40°C、+25°C和+85°C下使用不同校正因子時的最大相對誤差和平均誤差。

表 3.使用不同的校正系數(shù)在不同溫度下的最大和平均誤差

溫度實驗表明，采用自穩(wěn)零技術(shù)的器件在寬溫度范圍內(nèi)具有高精度，尤其是AD8217。

圖7.使用AD8628分立解決方案進(jìn)行溫度實驗。

圖8.使用AD8210集成解決方案進(jìn)行溫度實驗。

圖9.采用AD8217單芯片解決方案進(jìn)行溫度實驗。

結(jié)論

測試結(jié)果表明，這三種解決方案都可用于寬動態(tài)范圍高端電流檢測：所有三種解決方案的輸出均為線性，而采用AD8217的解決方案無需獨立電源即可獲得最佳誤差性能。±100nV/°C 失調(diào)漂移特性也使其成為在 –40°C 至 +125°C 溫度范圍內(nèi)實現(xiàn)最精確性能的理想選擇。從系統(tǒng)設(shè)計的角度來看，單芯片解決方案可以節(jié)省PCB面積，簡化PCB布局，降低系統(tǒng)成本，提高可靠性。這些發(fā)現(xiàn)尤其適用于單向電流檢測應(yīng)用，其中負(fù)載電流范圍很寬，動態(tài)范圍至關(guān)重要。

基于這些測試結(jié)果，AD8217解決方案是寬動態(tài)范圍單向高端電流檢測和監(jiān)控的三種選擇中最適合的。我們還注意到，AD8210解決方案提供低至0 V輸入的工作電壓，這對于接地短路條件可能非常有利。另請注意，AD8210能夠像充電/放電應(yīng)用那樣對雙極性電流進(jìn)行單芯片監(jiān)控。

在需要最佳系統(tǒng)性能的實際系統(tǒng)設(shè)計中，建議使用校準(zhǔn)和溫度檢測。

審核編輯：郭婷