第一部分（模擬對話30-3）介紹電流反饋（CF）運算放大器的基本工作原理。第二部分解決有關常見應用程序的常見問題。

Q.我現在對電流反饋運算放大器的工作原理有了更好的了解，但在電路中應用電流反饋運算放大器時，我仍然感到困惑。低反相輸入阻抗是否意味著我無法使用反相增益配置？

A. 請記住，反相工作模式的工作原理是在反相輸入端產生的低阻抗節點。電壓反饋（VF）放大器的求和結的特點是反饋環路建立后輸入阻抗較低。事實上，電流反饋運算放大器在反相配置中工作得非常好，因為它固有的低反相輸入阻抗，即使在反饋環路建立之前，求和節點也能保持在“地”。CF類型沒有高速應用中電壓反饋型運算放大器求和節點處出現的電壓尖峰。您可能還記得，反相配置的優點包括最大化輸入壓擺率和減少熱建立誤差。

Q.這意味著我可以使用電流反饋運算放大器作為電流-電壓轉換器，對嗎？

A.是的，它們可以配置為I-V轉換器。但也存在局限性：放大器的帶寬與反饋電阻值直接變化，反相輸入電流噪聲往往相當高。放大低電平電流時，較高的反饋電阻意味著較高的信噪比，因為信號增益將成比例增加，而電阻噪聲為√R。反饋電阻加倍會使信號增益加倍，電阻噪聲僅增加1.4倍;遺憾的是，電流噪聲的貢獻增加了一倍，并且使用電流反饋運算放大器時，信號帶寬減少了一半。因此，CF運算放大器的較高電流噪聲可能妨礙它們在許多光電二極管類型的應用中使用。當噪聲不太重要時，根據帶寬要求選擇反饋電阻;使用第二級來增加增益。

Q.我確實注意到電流反饋放大器中的電流噪聲相當高。那么這會限制我可以使用它們的應用程序嗎？

A.是的，CF運算放大器的反相輸入電流噪聲往往更高，約為20至30 pA/√Hz。然而，與類似的電壓反饋器件相比，輸入電壓噪聲往往相當低，通常小于2 nV/√Hz，反饋電阻也很低，通常低于1 koms。增益為1時，主要噪聲源是流過反饋電阻的反相輸入噪聲電流。輸入噪聲電流為 20 pA/√Hz，且RF的 750 Ω產生 15 nV/√Hz 作為輸出端的主要噪聲源。但隨著電路增益的增加（通過降低輸入電阻），輸入電流噪聲引起的輸出噪聲不會增加，放大器的輸入電壓噪聲將成為主導因素。增益為10時，當參考輸入時，輸入噪聲電流的貢獻僅為1.5 nV/√Hz;以RSS方式加上放大器的輸入電壓噪聲，折合到輸入端的噪聲電壓僅為2.5 nV/√Hz（忽略電阻噪聲）。因此，CF運算放大器對于低噪聲應用具有吸引力。

Q.使用經典的四電阻差分配置怎么樣？兩個輸入不是不平衡的，因此不適合這種類型的電路嗎？

A.我很高興你問;這是對CF運算放大器的常見誤解。誠然，輸入不匹配，但理想差動放大器的傳遞函數仍然相同。不平衡的輸入呢？在較低頻率下，四電阻差分放大器的CMR受到外部電阻比匹配的限制，0.1%匹配產生約66 dB。在較高頻率下，重要的是輸入阻抗形成的時間常數的匹配。高速電壓反饋運算放大器通常具有相當匹配的輸入電容，在60 MHz時可實現約1 dB的CMR。由于CF放大器的輸入級不平衡，電容可能不匹配。這意味著必須在某些放大器的同相輸入端使用小型外部電阻（100至200歐姆），以最大程度地減少時間常數的不匹配。如果仔細注意電阻選擇，CF運算放大器可以產生與VF運算放大器相當的高頻CMR。VF和CF放大器都可以進一步受益于額外的手動調整電容，但代價是信號帶寬。如果需要更高的性能，最佳選擇是單芯片高速差動放大器，例如AD830。無需電阻匹配，CMR > 75 MHz 時為 1 dB，53 MHz 時約為 10 dB。

Q.如何用反饋電容調整放大器的帶寬？反相輸入端的低阻抗是否會降低電流反饋運算放大器對該節點的分流電容的敏感度？容性負載怎么樣？

A.首先考慮反饋路徑中的電容。使用電壓反饋運算放大器時，噪聲增益中產生一個極點，但在電流反饋運算放大器的反饋跨電阻中產生一個極點和一個零點，如下圖所示。請記住，反饋跨電阻和開環跨阻交叉處的相位裕量將決定閉環穩定性。電容的反饋跨阻，CF，與RF，由

極點出現在 1/2πRFCF，并且零點在 1/[2π（RF||RG||RO)CF].如果交集ZF和Z老發生頻率過高，失穩可能因開環相移過大而造成。如果RF→∞，就像積分器電路一樣，極點出現在低頻處，而在較高頻率下幾乎沒有電阻來限制環路增益。CF積分器可以通過與積分電容串聯的電阻來穩定，以限制較高頻率下的環路增益。使用無功反饋的濾波器拓撲（例如多種反饋類型）不適用于CF運算放大器;但是，將運算放大器用作固定增益模塊的Sallen-Key濾波器是可行的。通常，不希望在兩端增加電容RF的 CF 運算放大器。

另一個需要考慮的問題是反相輸入端并聯電容的影響?；叵胍幌?，使用電壓反饋放大器時，這種電容會在噪聲增益中產生零，從而增加噪聲增益和開環增益之間的閉合速率，從而產生過多的相移，如果不進行補償，可能會導致不穩定。電流反饋運算放大器也會產生同樣的效果，但問題可能不太明顯。通過添加 C 編寫反饋跨電阻的表達式在:

零出現在 1/[2π（RF||RG||RO)C在]，如下圖所示 （fZ1).該零點會導致與VF放大器相同的麻煩，但由于反相輸入端固有的低輸入阻抗，零點的轉折頻率頻率往往更高?？紤]一款寬帶電壓反饋運算放大器，該運算放大器具有RF= 750歐姆，RG= 750 歐姆，并且C在= 10 pF。零出現在 1/[2π（RF||RG)C在]，大約 40 MHz，而電流反饋運算放大器采用相同配置，具有RO的 40 Ω 會將零點推出約 400 MHz。 假設兩個放大器的單位增益帶寬均為500 MHz，則VF放大器將需要反饋電容進行補償，從而降低C在，但也降低了信號帶寬。CF器件肯定會從零點看到一些額外的相移，但不會那么多，因為斷點的頻率要高出十年。信號帶寬會更大，只有在需要帶內平坦度或最佳脈沖響應時才需要補償。可以通過并聯一個小電容器來調整響應RF以降低關閉速率ZF和Z老.為確保至少45°的相位裕量，應選擇反饋電容在反饋跨阻中放置一個極點，其中ZF和 ZOL發生，如下所示 （fP).不要忘記由于反饋電容（fZ2).

負載電容與電壓反饋放大器存在相同的問題：誤差信號的相移增加，導致相位裕量下降和可能的不穩定。有幾種有據可查的電路技術用于處理容性負載，但高速放大器最常用的是與放大器輸出串聯的電阻（如下所示）。當電阻在反饋環路之外，但與負載電容串聯時，放大器不會直接驅動純容性負載。CF運算放大器還提供增加R的選項F以降低環路增益。無論采用哪種方法，帶寬、壓擺率和建立時間都會受到損失。最好根據所需的特性對特定的放大器電路進行實驗優化，例如，最快的上升時間、最快建立到指定精度、最小過沖或通帶平坦度。

Q.為什么您的任何電流反饋放大器都不能提供真正的單電源供電，允許信號擺幅到一個或兩個電源軌？

A.由于多種原因，這是VF拓撲仍然受到青睞的一個領域。設計用于提供良好電流驅動和擺幅接近供電軌的放大器通常使用共發射極輸出級，而不是通常的發射極跟隨器。共發射極允許輸出擺動至電源軌減去輸出晶體管的V行政長官飽和電壓。在給定的制造工藝中，這種類型的輸出級不能提供與發射極跟隨器一樣快的速度，部分原因是電路復雜性增加和固有的輸出阻抗更高。由于CF運算放大器專為最高速度和輸出電流而開發，因此具有發射極跟隨器輸出級。

采用更高速的工藝，例如ADI公司的XFCB（超快速互補雙極性），可以設計一個帶寬為160 MHz、壓擺率為160 V/μs的共發射極輸出級，由5 V單電源供電（AD8041）。放大器使用電壓反饋，但即使以某種方式使用了電流反饋，速度仍然會受到輸出級的限制。其他具有發射極-跟隨器輸出級（VF或CF）的XFCB放大器比AD8041快得多。此外，單電源輸入級使用 PNP 差分對，允許共模輸入范圍向下擴展至較低的電源軌（通常為地）。為CF設計這樣一個輸入階段是一個重大挑戰，在撰寫本文時尚未遇到。

不過，CF運算放大器也可用于單電源應用。ADI公司提供許多額定工作電壓為+5V甚至+3V的放大器。必須記住的是，如果應用保持在允許的輸入和輸出電壓范圍內，則器件在采用單電源時工作良好。這需要電平轉換或交流耦合，并偏置到適當的范圍，但這已經是大多數單電源系統的要求。如果系統必須工作在一個或兩個電源軌上，或者交流耦合應用中需要最大的裕量，則電流反饋運算放大器可能根本不是最佳選擇。另一個因素是驅動重負載時的軌到軌輸出擺幅規格。許多所謂的軌到軌部件在驅動后端接的 50 或 75 Ω電纜時甚至不接近軌，因為 V 的增加中國經社衛星隨著輸出電流的增加。如果您確實需要真正的軌到軌性能，則不需要或不需要電流反饋運算放大器;如果您需要最高的速度和輸出電流，這就是CF運算放大器的優勢所在。

審核編輯：郭婷