大多數電子系統依賴于正或負的電源電壓軌，但少數應用需要可以同時使用單獨的電源軌。在這些情況下，正電源或負電源由同一端子提供，也就是說，電源的輸出電壓可以在整個電壓范圍內調節，在極性之間平滑過渡。例如，除了傳統的電壓源外，一些汽車和音頻應用還需要能夠用作負載和來自輸出端子的灌電流的電源。汽車系統中的再生制動就是一個例子。記錄了單端子、雙極性電源，但可以在輸入電壓降（如冷啟動條件）下工作，同時繼續提供雙向功能的解決方案卻沒有。本文介紹了一種不受輸入電壓變化影響的解決方案，同時產生電源并實現反向電流，即從輸出到輸入的反向電流。

雙極性、雙向電源電路

圖 1 顯示了一個 2 級電源，它以 4 象限控制器（第 2 級）U1 為中心。該四象限轉換器由中間總線轉換器VINTER（第1級）供電，提供最小-最大范圍為12 V至24 V（標稱值為12 V至16 V）的輸出電壓，與標準汽車電池軌的標稱電壓范圍相匹配。完整的兩級轉換器的輸出電壓為±10 V，為負載提供3 A電流。輸出電壓由控制器U1的CTRL引腳上的電壓源控制信號控制。

圖1.雙極、雙向、2端子電源電氣原理圖：V在= 5 V 至 24 V， V外= 10 A 時為 ±3 V。

低通濾波器CF/ 1F減輕控制電壓的急劇變化。動力傳動系包括兩個 MOSFET、N 溝道 QN1 和 P 溝道 QP1;兩個分立電感器，L1 和 L2;和輸出濾波器。選擇兩個分立電感器而不是單個耦合電感器，擴大了合適磁性元件的范圍，并允許使用先前批準和測試的扼流圈。由于輸出的雙極性特性，輸出濾波器完全由陶瓷電容器組成。

全兩級轉換器的輸入電壓范圍為2 V至5 V，可滿足汽車電子設備中的冷啟動壓降和工業應用中的掉電。升壓轉換器（第24級）基于控制器U1，每當轉換器使能時，將中間總線的電壓保持在2 V或更高。升壓轉換器的動力傳動系包括電感L12和MOSFET Q3和Q1。2級配置允許下游2象限轉換器正常運行，在所有工作條件下向負載提供±4 V電壓。

當雙極性電源源出電流時如何工作

圖2中的示波圖顯示了圖1的電路。當輸入電壓施加在VIN上時，如果輸入低于此電平，升壓轉換器將其輸出VINTER調節至12 V。如果VIN超過標稱12 V汽車電源軌的12 V典型值，則升壓轉換器進入直通?模式或導線模式。在這種模式下，頂部MOSFET Q1在100%占空比下得到增強，始終導通工作，因此不會發生開關——施加到4象限轉換器的電壓VINTER在等于VIN的水平上保持相對穩定。

圖2.顯示 V 的波形在從 14 V 降至 5 V。在= 5 V/格， V外= 5 V/格，升壓SW = 10 V/格，時間刻度為200 μs/格。

與典型的兩級器件（即升壓轉換器后跟降壓/反相）相比，這種方法大大提高了系統效率。這是因為在直通模式下，系統將花費大部分時間，效率可能接近100%，基本上將電源系統轉變為單級轉換器。如果輸入電壓降至12 V電平以下（例如，在冷啟動事件期間），則升壓轉換器將恢復開關，將VINTER調節至12 V。這種方法允許四象限轉換器提供±10 V，即使面臨輸入電壓急劇下降。

當控制電壓達到最大值（在本例中為1.048 V）時，轉換器輸出為+10 V。如果控制電壓處于最小值（100 mV），則轉換器輸出為–10 V。 控制電壓與輸出電壓的關系如圖3所示，其中控制電壓為60 Hz正弦信號頻率，峰峰值幅度為0.9048 V。由此產生的轉換器輸出是相應的60 Hz正弦波，峰峰值幅度為20 V。輸出可在–10 V至+10 V范圍內平滑變化。

圖3.正弦波輸出波形與正弦控制信號的函數關系。V按= 0.5 V/格，V外= 5 V/格，時間刻度為 5 ms/格。

在這種工作模式下，四象限轉換器調節輸出電壓。輸出電壓由U4通過電阻R檢測FB在其 FB 引腳上。將該引腳上的電壓與控制電壓進行比較，并根據該比較調整轉換器的占空比（即QN1上的柵極信號），以保持輸出電壓處于調節狀態。如果 V國米、控制或 V外變化時，對占空比進行調制以相應地調節輸出。MOSFET QP1 開關與 QN1 同步進行同步整流，以進一步最大限度地提高效率，如圖 4 所示。

圖4.效率與負載電流的關系。

當雙極性電源成為負載時如何工作：它吸收電流

該 2 級穩壓器可用作電流源或吸電流。在吸電流模式下，電流和功率與輸出反向流動，V外，到輸入，V在.這對于汽車電子和某些音頻系統非常重要。為了在描述此模式時確定措辭，V外現在將稱為輸入和 V在現在將稱為輸出。此外，本文僅考慮 V國米總線電壓等于或大于最小 12 V。

在反向電流期間，4象限轉換器調節從V流出的輸出電流外到 V在;轉換器在此模式下不調節電壓。對于本解決方案，四象限控制器將輸出電流檢測為檢測電阻兩端的壓降（圖4中的RS2），并調節其占空比，以將該壓降保持在設定值1 mV。

當 4 象限轉換器在 V 上產生電壓時國米超過指定最小值的總線，升壓轉換器進入直通模式，頂部MOSFET Q1始終導通，并將輸出電流的預設值提供給V在（負載）端子具有盡可能小的損耗。

這種操作模式經過臺式驗證和測試。為此，V外圖1中的電路連接到設置為12.5 V的實驗室電源和V在至電子負載，通過轉換器的電流設置為 4.5 A。四象限轉換器的熱圖像如圖4所示。

圖5.負載（反向電流）模式下四象限轉換器動力傳動系的熱圖像。4.4 A 電流從 V 流出外端子到 V在從 12.5 V 源電壓外.

圖6顯示了轉換器本身的照片，由ADI公司的兩個演示電路焊接在一起：即現成的DC2846A升壓轉換器演示電路和DC2240A四象限轉換器演示電路。

圖6.ADI公司兩塊現成的演示板焊接在一起產生的測試夾具照片。左邊是LTC7804 （DC2846A）。右側是 LT8714 （DC2240A）。

組件選擇和動力傳動系計算

為此應用選擇的兩個控制器是由于其相對專業的功能的高性能、高效率和易用性而選擇的。線性的力量?LT8714 是一款易于使用的 4 象限控制器，具有高效率同步整流功能。LTC7804 同步升壓型轉換器包括一個內部充電泵，從而提供了一種高效、無開關、直通、100% 占空比的工作模式。

以下是對動力總成部件應力和初步部件選擇的公式分析。有關功能的更深入理解和詳細信息，請參閱這些器件的LTspice型號。?

動力傳動系計算
	設置最小 VINTER 值

數值示例

下面是一個數值示例，使用前面的公式應用于在 10 A 時產生 ±3 V、200 kHz 開關頻率和 90% 效率的轉換器：

VINTER = 12 V

D4Q = 0.647 V

基于 LT8714 數據手冊中最大電流限值與占空比的關系圖，VCSP= 57 mV 對于給定的 D4Q.

RS1 = 0.63 × VCSP/IOUT × (1 – D4Q) = 0.004 ?

RS2 = (50 mV/1.5) × IOUT = 0.01 ?

L1 is selected as 10 μH and L2 as 15 μH

IL1 = 6.1 A; IL2 = 4.3 A

VQ = 58 V (at maximum VIN of 24 V)

VCTRN = 0.1 V

VCTRP = 1.048 V

RFB = 147 k?

Q1、Q2電壓應力為24 V

結論

本文介紹的轉換器是用于雙極性、雙向電源的高性能解決方案。一些特定特性有助于提高整體解決方案的性能：同步整流可實現高效率，簡單、專用的控制方案可輕松連接任何類型的主機處理器和外部控制電路。這種特殊的解決方案解決了輸入電壓不穩定的問題，包括快速瞬變，并保證了所有工作條件下穩定的輸出電壓。為該解決方案選擇的器件最大限度地提高了效率和設計便利性。例如，LT8714 可輕松設計雙極性、雙向電源。LTC7804 可在汽車和工業環境中作為中間電源實現接近 100% 的效率操作。

審核編輯：郭婷