了解電壓駐波比 (VSWR)、回波損耗和失配損耗，這有助于表征射頻 (RF) 設計中的波反射。 當電波在其中傳播過程中，遇到的介質的阻抗發生變化時會產生反射。當我們打算將功率從信號鏈中的一個模塊傳輸到下一個模塊時，這些反射是非常不希望的。 在本文中，我們將了解兩個參數，即駐波比和回波損耗，它們使我們能夠表征RF設計中的波反射。我們還將討論參數化波反射對功率傳輸的影響的“失配損耗”規范。

計算 VSWR 公式

對于短路或開路的傳輸線，會發生全反射，入射波和反射波的干擾會在傳輸線上產生駐波。例如圖 1 所示。

圖 1. 示例圖。 對于正弦輸入，穩態響應也是正弦的。長度為 d = 0.2 米且負載短路 （ZL= 0），36個不同時刻沿線路的電壓波如圖2所示。

圖 2. 36個不同實例的電壓波形。 上面的曲線可以讓您了解電壓波的幅度如何沿線路變化。這種幅度變化最好通過上述圖的包絡線來顯示，如下圖3所示。

圖 3. 振幅變化圖。

請注意，包絡線的最小值為零伏。我們可以對任意負載重復相同的過程，比如 Γ = 0.5 的負載。這種情況下 36 個不同時刻的電壓波形圖如圖 4 所示。

圖 4.另一個示例圖顯示了 36 個實例的電壓波形。

這些曲線的包絡如圖 5 所示。

圖 5. 示例電壓波包絡與位置圖。

上面的討論表明，當發生全反射時，包絡的最小值為零伏Vmin= 0（圖 3）。然而，對于部分反射，Vmin更接近峰值Vmax。在沒有反射的理想情況下，Vmax 實際上等于 Vmax。因此，Vmax與 Vmin之比（稱為VSWR）與阻抗不連續處發生的反射量有關。在數學語言中，VSWR 定義為：

全反射時，駐波比為無窮大；對于匹配負載，VSWR 為 1；對于其他情況，VSWR 介于這兩個極值之間。例如，對于圖 5 中的包絡波形，VSWR為：

可以很容易地看出，VSWR 與負載反射系數Γ 的關系由下式表示：

這個等式允許我們測量 VSWR 并使用該信息來確定反射系數的大小。 附帶說明一下，VSWR 參數可能在某種程度上失去了它曾經具有的意義。當今的高性能定向耦合器可以物理分離入射波和反射波，使我們能夠精確測量反射系數。 在傳輸線測量的早期，這些高性能定向耦合器是不可用的，公式2是測量Γ幅度的簡單解決方案。為此，工程師只需要通過稱為開槽線路的設備測量沿線路的最小和最大電壓。考慮到當今高性能測量設備的可用性，VSWR有時被認為是幾十年前遺留的參數。但是，RF工程師需要完全理解VSWR概念，因為它仍然通常在數據表中指定。

射頻回波損耗

考慮圖 6，其中傳輸線連接到 RF 組件的輸入。入射功率為 Pi，并且“觀察”RF組件輸入的反射系數Γ。

圖 6. RF 組件和傳輸線 在這里，我們感興趣的是表征有多少入射功率從 RF 組件 (Pr)反射。而反射系數Γ是反射電壓與入射電壓之比，|Γ|2表示反射功率與入射功率之比： 用分貝表示上述等式會產生：?

例如，如果|Γ|2=0.1，我們得到：

這意味著反射功率比入射功率低10 dB。在這種情況下，我們可以說返回的入射信號部分經歷了-10 dB的增益，或者等效地損失了+10 dB。換句話說，本例中的“回波損耗”為10 dB。 或者，回波損耗參數通常用于表示公式3和4。但是，此參數的名稱起初可能有點令人困惑。回波損耗是指入射信號在從阻抗不連續性返回或反射時所經歷的損耗。 請注意，對于無源電路，Γ的邊界介于 0 和 1 之間，因此，返回的信號會經歷衰減或損耗而不是增益。回波損耗通常用RL表示，由下式給出：

例如，如果系統中的回波損耗指定為40 dB，您會立即知道反射功率比入射功率低40 dB。因此，回波損耗越大，負載與線路特性阻抗之間的匹配越好。 Γ、VSWR和回波損耗這三個參數都是指定負載與傳輸線匹配程度的不同方法。但是，與同時具有幅度和相位信息的Γ不同，VSWR和回波損耗僅提供幅度，沒有相位信息。

失配損耗

讓我們再檢查一次圖 6 中的配置。除了反射功率之外，我們還對表征阻抗失配對傳輸到輸出P的功率量的影響感興趣。首先，假設RF分量的功率增益是單位（G = 1）。換句話說，傳遞到RF組件輸入端的相同功率出現在其輸出端。由于阻抗失配會導致一些反射功率，因此會降低傳遞到RF組件的功率。G = 1時，輸出功率Po等于入射功率和反射功率之差：

以分貝表示上述等式可得出：

繼續使用示例值0.1

這意味著輸出功率比入射功率低0.46 dB。換句話說，信號的增益為-0.46 dB，或者等效地損失為+0.46 dB。這種功率損耗被稱為“失配損耗”，因為它僅源于阻抗失配。失配損耗參數告訴我們通過提供完美的阻抗匹配可以獲得多少增益改進。在上述示例中，可獲得的增益改進為0.46 dB。基于上述討論，用ML表示的失配損耗由以下等式給出：

從上面的解釋中可以清楚地看出，小的失配損耗是需要的，并且對應于負載和線路之間更好的匹配。

兩個端口不匹配時的失配損耗

在圖 6 中，我們隱含地假設信號源（未顯示）的阻抗與線路特性阻抗匹配。如果不是這種情況，Pr 將重新反射源端的不連續性并影響入射波Pi。例如，當我們通過傳輸線將源連接到負載時（圖 7(a)）以及兩個級聯設備之間的接口（圖 7(b)），就會遇到這種情況。

圖 7. 源通過傳輸線 (a) 和兩個級聯設備之間的接口 (b) 連接到負載的示例圖。

在這種情況下，失配損耗（以線性項而不是分貝表示）由等式 8 給出。

。

上式指定了由于波反射而在輸入和輸出端口之間來回反彈的輸入功率部分。您可以在G. Gonzalez的“微波晶體管放大器”第 2 章中找到該方程式的推導。例如，假設圖7(a)中的Γ1 和Γ2分別為0.1和0.2。在這種情況下，我們有 ML = 1.011 的不匹配損失。以 dB 表示，由于兩個阻抗不連續，我們有 0.05 dB 的損耗。 請注意，Γ 具有幅度和相位信息，并且相位角會影響等式 8 生成的 ML 值。讓我們重復上面的示例，其中 Γ1 = 0.1 和 Γ 2 = -0.2。在這種情況下，ML 計算為1.095 或 0.39 dB。

失配不確定度

上述示例突出了 RF 應用中的嚴峻挑戰。由于等式 8 中的失配損耗取決于反射系數的相位角，并且注意到在許多實際情況下，只有反射系數的大小是已知的，因此對于實際從輸入傳輸到輸出的功率有多少存在一些不確定性. 例如，知道 |Γ1|= 0.1 和 |Γ2|=0.2，失配損耗介于 0.05 dB 和 0.39 dB 之間。由這些上限和下限指定的范圍稱為失配不確定性。

審核編輯 ：李倩