看過上篇的小伙伴們，功率電感廠家科達嘉小編繼續為您解說“磁性元件在光伏中的功率轉換及應用”。

電感值與DC% 的關系在上述升壓電感的最小電感值要求中預先設定，即由 ( )= ?(1? )2決定：當 =1/3時，電感值需求達到最大值，電感值需求從這個點開始下降。因此，對于光伏終端MPPT，DC Link的電壓往往是光伏組串電壓的兩倍甚至多倍。據此，輸出阻抗 = / 越低，開關頻率 越高，則對電感值的需求越少。圖8顯示了DC%對電感值要求及其對電壓增益Vo/UI的影響。

因為市場上主要可用的開關FET和二極管分為三類：MOS、SiC和GaN；主要適用電壓范圍如圖9所示。對于微型逆變器，基于應用需求可選的升壓拓撲主要包括全橋和單通道升壓或多通道升壓（包括交錯），通常施加的電壓最高可達650V；此外對于中小型電力應用，還可以采用隔離的全橋反激或LLC軟開關拓撲結構，以實現更高效的MPPT，滿足安全要求。對于串級逆變器中功率MPPT的要求，當施加電壓高達1200V時，通常采用升壓或多通道升壓。對于集中式大功率逆變器，前端MPPT通常是雙升壓；或者因為與高壓PV兩端直接相連，該部分通常被省略。

圖9 不同類型開關FET適用范圍比較

60V以下的光伏板可以使用MOSFET或者更高頻率的開關場效應管，因此電感值的要求會降低；并且因為DC總線電壓與輸入PV電壓（例如400V）相關更高，它反過來迫使DC%上升，結果是更大的輸入電流紋波。因此，這種低功率MPPT或功率優化器適用于由扁線或粗直徑圓線制成的大電流電感器。

例2：忽略轉換效率時，如果DC-link將提供400Vx2A的逆變電源，則為光伏安裝可以支持的最大功率為800W=60Vx13.33A，開關頻率100KHz，如果光伏開路電壓電池為 Uoc=70V，則：

所需的相應最小電感值為：

最大電感電流為：

電感電流的 RMS 值為：

當考慮有限封裝尺寸的電感器設計和選擇時，紋波電流比為：

雖然電源轉換在CCM模式下工作，但為減少由大紋波電流引起的磁芯磁滯損耗，必須通過增加電感值來降低紋波比，或者通過保持電感值不變而將工作時的磁通密度峰值降低：因此，在由MPPT確定DC%（最佳工作點）的情況下，需要重新確定最佳電感值和電流紋波比，或者增加匝數N且降低芯材料的磁導率，從而實現最佳轉換效率η%。

以例2為例，假設所選磁芯提供的有效橫截面積為Ae，有效磁路長度為le。如果最小電感下允許的最大電感電流為它的飽和電流，則其最大工作磁通密度為：

最小工作磁通密度為：

根據鐵芯損耗 ( / 3 ) 曲線，鐵芯損耗近似為：

其中，“在最小電感值下允許的最大電感電流是它的飽和電流”并非總是如此；但在實際工作電路中，它通常不在電感器規范中的飽和電流點，當確保足夠的電感值和相應的紋波電流控制在有限范圍內時，該點的選擇相對簡單和安全；事實上，只要在DC偏壓曲線下放置在芯材中的保證最大電流遠離其飽和點（在相應的磁導率衰減曲線上是相對穩定的區間，例如相應的飽和電流被設置為相對于從初始點下降30%的值），只要滿足或不滿足以下關系即可：

因此，它更像是額外的設計裕度，以最大可能的功率損失進行評估。除鐵芯損耗外，銅損耗將近似，初步評估僅考慮趨膚效應：

圖10 CODACA-FeSi粉末芯材：直流偏壓曲線

圖10 CODACA-FeSi粉末芯材：芯材損耗曲線

以例2的科達嘉電感CPER3231-101MC為例，規范書列出了由制造商定義的關鍵參數，如下圖所示，

圖11 CODACA CPER3231-101MC產品規格書

相應的紋波電流為：

最大電感電流為：

正如假設的那樣，當電感下降 30% 時，紋波電流將上升 43% 并且為 4.95 1.43=7.07 ，相應的最大電流將為 13.33+7.07/2=16.87 。它小于規格書所顯示的 23A，上述估計可取為最大損失條件。

功率損耗計算如下：

此時電感電流的 RMS 值為：

因此，總損耗為17.88W，效率損耗約為2.24%。鐵芯損耗是主要類型，因此可以通過增加繞組匝數N和降低鐵芯材料的磁導率μr來實現效率優化，以減少運行中磁通密度的波動。然而，由于從60V到400V的升壓比是一個高比例，為此，從節能的角度來看，輸入電流必須具有較大的可波動范圍。因此，光伏終端的MPPT通常會損失很多效率。

為了在有限的封裝尺寸內實現較低的損耗，需要盡可能地增加電感值，以換取較低的紋波電流幅度。同時，由于直流偏壓的特性和對更好材料的需求，有必要將這兩個要求結合起來，以設計或獲得最佳電感器選擇。

在本例中，飽和電流和溫升電流仍然很大，并留出空間來調整匝數和磁導率以滿足最佳損耗的要求：在現有產品的基礎上進行調整：將線圈匝數增加到N=38.5，并降低磁導率以保持相同的L值：（實際可用材料為標準40μr）

相應的直流電阻被調整到大約（基于相同體積的銅）：

調整后的功率損失如下：

驗證磁芯是否飽和：

磁芯飽和可由磁芯的直流偏壓曲線確定，由于磁芯尚未達到飽和點，因此計算是有效的。調整后的功率損耗為：

此時總損耗為10.8W，效率損耗為1.35%。然而，基于：

1、在相應條件下，磁芯仍遠離飽和點；

2、銅線損耗的相對比率不高，電感器可以通過增加匝數和降低磁導率來繼續優化損耗或者利用封裝尺寸和更高的電感值來實現。

微型逆變器光伏應用通常插入本地儲能電池，以實現功率的最佳波形均衡，因此直流母線的電壓可以根據所連接的電池系列進行調整，例如12V、24V、48V或更高的電池組電壓。在這種應用中，功率優化器（或MPPT）在較低的電壓下工作，并且可以在較高的開關頻率下轉換，因此需要較低的電感，例如4.7UH、6.8UH、10uH、22uH等。此類應用通常在較低功率水平下使用扁平銅線大電流電感器或一體成型電感器。

圖12 CODACA科達嘉電感系列

2.2光伏發電中的其他應用

如上所述，為了隔離光伏逆變器應用（微功率逆變器）、反激式或全橋ZVS軟開關拓撲，相應地需要設計功率變壓器和LLC諧振電感；為了降低功率損耗，磁芯選擇的材料通常會采用MnZn鐵氧體（氣隙），在某些情況下也可以使用低損耗磁芯材料（如FeSiAl、低損耗FeSi磁芯、非晶等）。

在分布式光伏應用中，電壓已達到數百伏或xKV，為了驅動相應的開關場效應管，必須在驅動級采用隔離：采用介質隔離的隔離器優先，也可以通過采用隔離變壓器驅動器，既能滿足隔離要求，又能滿足系統安全要求。隔離變壓器的類型需要根據 FET 的功率和柵漏電壓電平要求進行設計。對應應用的柵極驅動變壓器基本上是獨立的，需要單獨設計。

在逆變器階段，為了降低開關噪聲，隔離光伏發電端與電網之間的噪聲通路，通常會配置電感量大、體積大的濾波電感，也稱為ACL，對應光伏用的DCL電感。終端輸入。為了實現非常大的電感值（低濾波頻率），通常使用硅鋼或非晶或多氣隙鐵氧體，因為橫截面積也很大，因此整體體積很大。

圖13 交錯升壓MPPT加半橋LLC諧振轉換

圖14 用于交流輸出的全橋反激MPPT加全橋逆變器

3、CODACA產品介紹

深科達嘉電子成立于2001年，深耕電感及磁性元件市場，擁有以汽車元件、大電流電感、一體成型電感為代表的多個系列產品線。在以光伏為代表的新能源能源市場，CODACA擁有從磁芯材料到產品設計、生產、測試全過程的自主研發技術。通過不斷滿足客戶的新技術或項目需求，科達嘉在眾多應用領域獲得了行業客戶的認可。快速交貨和靈活的定制服務極高地滿足了光伏市場客戶的實際需求。

圖15 科達嘉產品線一覽

為了幫助客戶尤其是光伏應用領域的客戶輕松、快速地計算電感器損耗，磁性元件技術供應商科達嘉電子提供在線損耗計算工具以及產品比較篩選工具，為快速評估電感器提供強有力的支持。

審核編輯黃宇