當今性能最高的ASIC和微處理器的功耗可能超過150W。當電源電壓為1V至1.5V時，這些器件所需的電流很容易超過100A。通過使用多相DC-DC轉換器，為這些設備供電的任務更易于管理。

目前，可擴展的電源控制器允許設計人員為特定的DC-DC轉換器選擇相數。可擴展性允許多個控制器并行和同步。板載基于 PLL 的時鐘發生器允許控制器同步。

多相拓撲

雖然單相沒有硬性功率限制 降壓穩壓器的優勢 多相轉換器在負載電流下變得明顯 升至20A以上至30A。這些優勢包括： 降低輸入紋波電流，大幅降低 輸入電容器的數量;降低輸出紋波電壓 由于紋波頻率的有效倍增; 通過分配降低組件溫度 更多組件的損耗;和降低高度 外部組件。

多相轉換器本質上是多個降壓穩壓器 與其開關頻率并聯運行 同步和相移 360/n 度，其中 n 標識每個階段。并聯轉換器產生輸出 監管稍微復雜一些。這個問題很容易 使用電流模式控制IC解決，該IC可調節每個 除輸出電壓外的電感電流。

輸入紋波電流

設計人員在選擇輸入電容器時面臨的關鍵問題 是輸入紋波電流處理。輸入紋波電流為 通過使用多相拓撲結構大幅減少 - 每相輸入電容傳導較低的幅度 輸入電流脈沖。此外，相移增加了 電流波形的有效占空比，其結果 在較低的RMS紋波電流中。紋波電流水平 表1所示顯示了紋波電流的降低 以及輸入電容的節省。

高 k 介電陶瓷電容器提供最佳性能 紋波電流處理和最小的PCB占位面積。 安裝在 1812 年外形規格展品中的陶瓷器件 每個電容器的紋波電流額定值為 2A 至 3A。電解的 電容器是成本敏感型設計的不錯選擇。

降低輸出紋波電壓

通常要求精度要求為 <2% 內核電壓電源。對于 1.2V 電源，這意味著 至一個±25mV輸出電壓窗口。一種使用技術 輸出電壓窗口更有效地稱為有源 電壓定位。在輕負載時，轉換器進行調節 輸出電壓高于輸出電壓的中點 窗口，并在重負載下調節輸出 電壓低于輸出電壓窗口的中點。 在 ±25mV 窗口的情況下，調節在高電平 輕負載（重負載）期間范圍的結束（低端） 負載）允許整個輸出電壓窗口 用于階躍負荷增加（減少）。

大負載電流階躍需要極低的 ESR 電容器可最大限度地減少瞬變和足夠大的電容 吸收主電感器存儲的能量 在階梯負荷降低期間。有機聚合物化學品 改進了低 ESR 鉭電容器。聚合體 電容器以最低的電容提供最大的電容 紅沉降率。陶瓷電容器具有優異的高頻性能 特性，但每個器件的總電容為二分之一 是鉭和聚合物電容器的四分之一。 因此，通常，陶瓷電容器不是 作為輸出電容器的最佳選擇。

低側 MOSFET

一個 12V 至 1.2V 轉換器需要 90% 的導通時間 低邊場效應管;導通損耗主導開關 在這種情況下的損失。因此，兩個或三個 MOSFET 經常并行。在 并聯有效降低RDS（ON）從而降低 傳導損耗。當 MOSFET 關閉時， 電感電流繼續流過 MOSFET 的 體二極管。在這種情況下，MOSFET 漏極 電壓基本為零，降低了開關損耗 大幅。表1顯示了幾個多相的損耗 配置。請注意，低側MOSFET的 總損耗隨著相數的增加而減少， 從而降低 MOSFET 的溫升。

高邊 MOSFET

占空比為 10% 的高邊 MOSFET 開關 損耗以傳導損耗為主。因為 高邊 MOSFET 導通的一小部分 時間，傳導損失不太顯著。因此，導通電阻低 不如低開關損耗重要。 在切換間隔期間（均上和 t關閉）、的 MOSFET 必須承受電壓和傳導電流。 該電壓和電流的乘積決定了 MOSFET峰值功率耗散;因此，越短 開關間隔越低，功耗越低。 選擇高端 MOSFET 時，請選擇 MOSFET 具有低柵極電荷和柵極漏極電容，兩者均 這比低導通電阻更重要。表1 說明了總 MOSFET 損耗如何隨著 相數增加。

電感器選擇

電感值決定了峰峰值紋波 當前。允許紋波電流通常計算為 最大直流輸出電流的百分比。在大多數 應用，可選紋波電流為 20% 至 40% 最大直流輸出電流。

在低內核電壓下，電感電流不能降低 盡可能快地增加。在負載降低期間， 輸出電容可能過度充電，導致過壓 條件。通過使用較小值的電感器 （允許更高的紋波電流 - 接近 40%），更低的 存儲的能量被傳輸到輸出 電容器，可最大限度地減少電壓浪涌。

散熱設計

表1提供了散熱需求的估計值 用于使用的相數。在強制對流中 可提供100LFM至200LFM的冷卻系統， 單相設計需要一個相當大的散熱器 實現 0.6°C/W 的熱阻。在四相中 設計時，熱阻可以增加到2°C/W。這 無需散熱器即可輕松實現熱阻 和 100LFM 至 200LFM 氣流。

表 1.比較關鍵參數和用于設計 同步降壓穩壓器。例如，12V至1.2V、100A降壓穩壓器。

	Number of Phases
	1	2	4	8
Current per phase	100A	50A	25A	12.5A
Input capacitor, 3A rated
Ripple current	31.6A	22A	15.8A	11.2A
Number required	11	8	6	4
H/S MOSFET
RMS ripple current	31.6A	15.8A	7.9A	3.9A
Package size	DPAK	DPAK	SO-8	SO-8
Number required	2	2 (1/ph)	8 (2/ph)	8 (1/ph)
Power dissipation (each)	22W	1.8W	0.32W	0.22W
Total power dissipation	4.4W	3.6W	2.5W	1.76W
L/S MOSFET
RMS ripple current (each)	94.8A	47.4A	23.7A	11.9A
Package Size	DPAK	DPAK	SO-8	SO-8
Number required	3	2 (1/ph)	8 (2/ph)	8 (1/ph)
Power dissipation (each)	6W	12W	1.4W	1W
Total power dissipation	18W	24W	11.2W	8W
COUT 470μF, 10m
Number required	7	7	7	7
VSS ripple	22mV	11mV	5mV	1mV
Heatsink capacity	0.6°C/W	1°C/W	2°C/W	4°C/W
Estimated efficiency	69	77	85	89

設計示例

圖1所示為四相MAX5038 直流-直流轉換器。MAX5038主控遠端電壓 檢測輸入（VSP 至 VSN 引腳）提供信號 （DIFF） 到主站和從站 EAN 輸入， 啟用并行操作。MAX5038主站還 為MAX5038從機提供時鐘（CLKOUT） 控制器。通過浮動相位引腳，從機鎖定接通 到具有 90° 相移的 CLKIN 信號。錯誤 放大器還執行有源電壓定位 通過設置電壓誤差放大器的增益來工作。 使用精密增益設置電阻可確保精確 負載共享。電壓誤差放大器的輸出 （EAOUT） 對每相的負載電流進行編程。 為每個電流提供補償（未顯示） CLP1 和 CLP2 引腳上的環路，提供非常穩定的 大多數線路和負載條件的輸出。

圖1.使用兩個MAX5038的四相示例。主機執行遠程電壓檢測功能和時鐘生成功能，從控制器使用這些功能來增加輸出電流并同步工作頻率。

結論

多相同步 DC-DC 轉換器有效 為需要 1V 至 1.5V 的 ASIC 和處理器供電 100A以上。他們解決的基本問題涉及 電容紋波電流， MOSFET功耗， 瞬態響應和允許的輸出紋波電壓。

審核編輯：郭婷