本應用筆記介紹了用戶線路接口卡（SLIC）應用中高壓反相反激式轉換器的二極管選擇過程和緩沖器設計。討論了影響電路中開關瞬變的關鍵二極管參數，以及輸出二極管緩沖電路的設計。

PC和電信市場的最新發展現在將電力電子開關頻率從線路頻率擴展到MHz范圍。這一趨勢導致了電子開關元件技術的發展，例如功率整流器和電源開關。在這些開關頻率下，超快功率整流器性能非常重要。它要求二極管具有具有軟恢復特性的低恢復電荷和具有快速導通的低正向壓降。本應用筆記旨在討論影響電路的二極管參數，以便設計出可靠的電源。

為了舉例說明二極管參數對電路性能的影響，本應用筆記以使用MAX1856的反激式電路為例。第一部分簡要介紹了此處用作示例的反激式電路。第二部分討論影響電路中開關瞬變的重要二極管參數、輸出二極管緩沖電路的設計以及整流器的導通、開關和反向阻斷對整體功耗的貢獻。快速整流器的制造商可能會列出第二部分中討論的所有或部分參數。第三部分也是最后一部分討論本電路中四種不同二極管的性能。這提供了一種評估應用電路中不同二極管性能的方法。本文最后期望未來通過進一步的技術發展帶來性能的改進。

MAX1856反激式電路

MAX1856（圖1）用于反激式配置，從12V輸入為用戶線路接口卡（SLIC）供電。-90V/0.32A輸出用于振鈴器功能，-30V/0.15A輸出用于通話電池。

圖1.SLIC電源原理圖。

MAX1856電流模式PWM控制器采用反相反激式配置，產生SLIC電源所需的相對較高的負電壓。PWM模式控制器使用固定頻率電流模式操作，其中占空比由輸入輸出電壓比和變壓器匝數比決定。電流模式反饋環路調節峰值電感電流作為輸出誤差信號的函數。MAX1856采用低側外部檢測電阻（圖1中的R1）來監測峰值電感電流。接通后，控制器立即將電流檢測電路屏蔽 100ns，以最大限度地降低噪聲靈敏度。此外，電流檢測引腳（CS+）上的濾波器（圖10中的R7和C1）可提高抗擾度。該時間常數應足夠低，以免使電流檢測信號失真。通常，最大R10-C7時間常數應小于1/10千控制環路正常工作的最小占空比。請參考MAX1856數據資料，了解該電路設計過程的指南。

變壓器匝數比為1：2，2，2（見圖1），次級繞組堆疊。這在標稱輸入電壓下的最大占空比為 56%。變壓器庫柏電子CTX03-15220的初級電感約為4μH，漏感LLP80nH。假設所有初級繞組和次級繞組之間有理想的耦合，則換算成最大次級漏感LLS，約3μH。

變壓器吞吐能力是工作頻率以及鐵芯和氣隙有效體積的函數。為了使用EFD30內核（CTX20-03變壓器）獲得所需的15220W功率，MAX1856需要工作在最大頻率（500kHz）。這種高開關頻率要求變壓器的次級側有一個高速整流器。它應具有快速恢復和快速導通特性，正向壓降低。非常快的二極管恢復會產生顯著的輻射和傳導噪聲。如果感應電壓過沖超過二極管的擊穿電壓，也會損壞二極管。但是，非常緩慢的恢復會增加功率損耗。整流器在-90V和0.32A輸出時必須具有較高的反向擊穿電壓，以承受輸出電壓（90V），加上反射輸入電壓（6×12 = 72V），在這種情況下為162V。二極管的平均額定電流必須超過最大輸出電流。要選擇合適的二極管，必須首先列舉重要的整流器特性。

二極管特性和緩沖器設計

本節首先簡要討論整流器特性，然后是緩沖器設計指南，最后討論整流器的功耗。

二極管波形和特性

快速整流二極管使用p-i-n結構的某種變化。從傳導狀態到阻塞狀態的轉換需要有限的時間。這稱為反向恢復時間 （tRR）的二極管。這可以進一步分為時間，t一個，用于在阻斷電壓之前去除載流子（通過二極管的電流在短時間內反轉），并且時間，tb，在此期間，二極管電壓以 dV 的變化率變為負R/dt.為了減少正向壓降，增加注入意味著在二極管能夠阻斷電壓之前，需要從固有區域去除更多的電荷。因此，這將對反向恢復時間產生不利影響。快速恢復整流器制造商通常會嘗試為這兩個要求找到最佳權衡。

下面的圖2給出了快速恢復整流器的波形和恢復特性的定義。通過時間t期間大反向電流的流動來消除本征區域中存儲的電荷一個.在這段時間結束時，結變得反向偏置。此時的反向電流定義為峰值反向恢復電流IRRM.I 的值RRM與通過過零dI的正向電流變化率成正比F/dt.

IRRM = (dIF/dt) × ta

然后反向電流通過復合以dI的速率減小R/dt 在時間 t 中b.反向恢復費用的金額由下式給出

QRR= （IRRM× 噸RR)/2

其中trr = ta + tb

某些整流器數據表可能會定義軟度因數 S，其中

S = (ta/tb)

二極管電壓現在以與dI成正比的速率變為負R/dt.在此二極管恢復期間，由于寄生電感L，電流變化將導致反向電壓過沖LS在變壓器次級中。峰值反向電壓VRRM然后由

VRRM= LLS× dIR/dt

圖2.反向恢復波形和定義。

如果峰值反向電壓過大，可能會損壞開關整流器。此外，非常快的變化率會產生顯著的輻射和傳導噪聲。但是，如果變化率太低，則反向恢復時間將增加，這將增加整流器在從導通狀態到阻塞狀態的轉換期間的功耗，如下所述（參見整流器功耗部分）。

緩沖器設計

寄生二極管自電容CD然后由

CD = (IRRM × trr)/(2 × VRRM)

該寄生電容，CD，與寄生電感諧振，LLS，在變壓器次級和電流檢測信號和一般應用電路中引起噪聲問題。為了抑制這種振鈴，可以在圖2中次級整流器（D1）的陰極使用RC緩沖器（緩沖器放置在該整流器上，因為該輸出所需的輸出功率最大）。緩沖器組件值 R5 和 C10 由下式給出（見圖 1）

R5 = √(LLS/CD) and C10 = 3 × CD or C10 = 4 × CD

整流器功耗

最后，考慮了不同工作模式下整流器中的功耗。在開關導通期間，能量正在積聚并存儲在變壓器中。在此期間，整流器處于阻塞狀態。阻塞狀態下的損失可以表示為

PR = IR × VR × D

其中IR 是二極管中的反向漏電流，VR是二極管兩端的反向電壓，D是占空比。

在這段時間結束時，開關關閉，能量被傳輸到輸出。二極管現在開始導通，二極管中的功耗為

PF = IF × VF × (1-D)

其中IF 是二極管和V中的正向電流F是二極管兩端的正向壓降。

在此周期結束時，二極管關斷并進入阻塞狀態。從導通狀態過渡到阻塞狀態期間的功耗由下式給出

Prec = VRRM × IRRM × 0.5 × f × tb

其中IRRM 為峰值反向恢復電流，VRRM是峰值反向電壓，f是開關頻率。

二極管選擇

本文重點討論為-90V/0.32A （D2）的次級輸出選擇二極管。假設次級器件的電流紋波為0.5A，則需要一個整流器，該整流器的額定正向電流至少為1A，用于90.0A輸出時的-32V。如前所述，二極管必須能夠承受至少162V的反向電壓。然而，根據上面的討論，反向阻斷電壓能力需要更高一些，以防止反向恢復期間由于電壓過沖造成的損壞。因此，僅考慮具有至少200V反向阻斷能力的整流器。下表1列出了所考慮的二極管和一些室溫（TC= 25°C）參數。反向漏電流，IR,這些二極管為100μA（最壞情況），因此對于反向電壓VR在162V時，整流器在阻塞狀態下獲得約9mW（占空比D=0.55）的功耗。同樣，表115中考慮的整流器的正向功耗在180mW至1mW之間變化。

這些二極管用于圖1的應用電路中，沒有緩沖器，以便更好地測量所涉及的參數。在所有情況下，最大功率輸出約30W的功率轉換效率約為79%至80%。下表2給出了與四種不同二極管的反向恢復和30W輸出功率的效率相關的參數。

沒有緩沖器的噪聲導致波形抖動過大（>4%）。因此，在次級整流器 D2 上引入了 RC 緩沖器（圖 1）。選擇該緩沖器是為了抑制寄生諧振，還有助于在反向恢復期間箝位電壓過沖。根據上一節中的討論，計算緩沖器分量R3和C5的以下值（表10）（假設C10 = 3 × CD）。

在所有情況下，這些值都非常接近。R5 = 150Ω 和 C10 = 330pF 的緩沖器可有效抑制振蕩。如果緩沖電阻明顯較大，則緩沖器將無法抑制寄生諧振電路的振蕩。如果緩沖電阻明顯小于表3中給出的值，則緩沖電容基本上出現在整流器電容上。電路欠阻尼，將在頻率f下諧振RES1給出者

fRES1= √（2π × LLS× [CD+ C10]）

通過使用緩沖器，在所有情況下，抖動都降低到可以忽略不計的水平（< 2%）。圖3顯示了整流二極管D2（CMR1U-02，見圖1）的陰極（參考GND）的電壓波形，有和沒有RC緩沖器。

圖 3A.D2整流器陰極的電壓，不帶緩沖器。（CH1 = MAX8分機/引腳1856處的電壓波形;CH2=整流器D2的陰極）。

圖 3B.帶緩沖器的D2整流陰極電壓（R5=150Ω;C10=330 pF）。（CH1 = MAX8分機/引腳1856處的電壓波形;CH2=整流器D2的陰極）。

“鉗位”V 的值RRM和我RRM，表4列出了所有四種情況的開關參數和效率數字。

額定電壓為1V的中央半導體二極管CMR02U-200是該應用的最佳選擇。這不僅強調了瞬態恢復時間的重要性，還強調了峰值反向恢復電流和峰值恢復電壓的重要性。由于緩沖元件中的功率耗散，效率降低。但是，在電路中包含緩沖器后，系統更可靠。

綜上所述，需要改進的主要領域是變壓器漏感的降低和整流器的反向恢復電容。使用平面變壓器可以改善變壓器的漏感。在整流器技術開發領域，GaAs和SiC整流器都沒有硅整流器中的反向恢復效應，是此類應用的理想選擇。然而，這種商用器件的成本太高，無法證明它們在低成本應用中的使用是合理的，例如這里考慮的SLIC電源。