線路和負載瞬態(tài)測量顯示電源響應線路電壓和負載電流突然變化的能力。這些測試顯示了控制器如何響應負載和線路步進，并揭示了在試圖維持穩(wěn)壓時輸出中的顯著過沖或持續(xù)振鈴。詳細分析了線路和負載響應以及測試電路和示例。

線路和負載瞬態(tài)測量說明了電源響應線路電壓和負載電流突然變化的能力。測試測量可以揭示輸出中明顯的過沖或持續(xù)振鈴，因為它試圖保持穩(wěn)壓。線路瞬態(tài)響應不同于電源抑制比（PSRR）。PSRR是直流測量，而線路瞬態(tài)是包含階躍傅里葉分量的階躍函數(shù)。負載瞬態(tài)與此類似，不同之處在于它是負載電流階躍，會給電源輸出注入干擾。相反，線路瞬態(tài)在輸入端注入干擾。

背景（關于電源，線路和負載瞬變告訴我們什么？

線路和負載步進間接地在階躍的傅里葉分量處向控制器注入激勵。如果直線或負載中的步長f（t）具有無限快的邊沿，則可以用傅里葉級數(shù)表示：

環(huán)路增益衰減

無反饋電源的簡化控制圖（圖1）由控制器濾波器增益、輸出阻抗以及輸入和輸出信號組成。線路和荷載步長表示為輸入，（I負荷（s）和V在（s））。

圖1.簡化的電源控制圖，無反饋。

GSI+（s）是控制器的濾波器增益，是從輸入到輸出的小信號增益。例如，沒有反饋的降壓轉(zhuǎn)換器從輸入到輸出的濾波器增益為：

Z外（s） 是輸出阻抗。在降壓轉(zhuǎn)換器情況下，輸出阻抗為：

任何輸入電壓或負載電流干擾都會傳播到輸出端，并直接影響輸出電壓。例如，使用工作的降壓轉(zhuǎn)換器VIN= 12V和強制50%占空比提供6V的輸出電壓。輸入電壓的2V階躍變化會導致輸出電壓的1V階躍變化。圖2顯示了一個添加了反饋的控制回路。在本例中，輸出被調(diào)節(jié)到設定的參考值 V裁判，并且對輸入電壓和輸出電流變化不太敏感。

圖2.帶反饋的簡化電源控制圖。

輸出電壓現(xiàn)在等于：

通過添加反饋，可以看出，在擾動輸出時，輸入電壓和負載電流變化的影響被項（1+GFB x GC（s））衰減。術語GFB是反饋除法器增益，GC（s）是控制器增益，它包含功率濾波器、誤差放大器和控制回路中的其他增益元件。術語GFB x GC（s）稱為環(huán)路增益。通過將信號注入反饋路徑，可以開發(fā)GFB x GC（s）的增益和相位的波德圖，該圖顯示了由于VIN和ILOAD中的擾動，控制器在輸出處具有多大的衰減。特別值得關注的是交叉頻率fC，其中GFB x GC（s）=1，及其相關的相移。當相位裕度（180°和fC時的相移之間的差）接近0°時，可能會對瞬態(tài)響應產(chǎn)生不必要的影響。在高于交叉的頻率下，環(huán)路增益降至1以下，線路和負載瞬態(tài)衰減與電源沒有反饋時相同。

時域到頻域

如果交越處的環(huán)路增益只有一個極點（即，環(huán)路增益中的所有其他極點和零點都與交越點相距明顯，影響可以忽略不計），則環(huán)路增益可以表示為：

圖3顯示了單極點響應，其中增益以-20dB/十倍頻程滾降，并以90°相移跨越單位增益。

圖3.單極環(huán)路增益的波特圖。

對于單極點響應，環(huán)路增益隨頻率降低，瞬態(tài)干擾分量的衰減也隨頻率降低。通過乘法

通過頻域階躍函數(shù)1/s，并進行拉普拉斯逆變換，得到時域響應。具有該環(huán)路增益的控制器的負載階躍響應（ΔILOAD）將在時域中呈現(xiàn)指數(shù)響應。初始壓降為ΔV=ILOAD（s）x ZOUT（s），恢復形式為VFINAL=ΔV x（1-e-t/τ）。VFINAL是負載階躍之前VOUT的直流值。在一個時間常數(shù)τ=1/（2πfc時，輸出電壓將恢復到初始壓降（ΔV）的63%。

電源輸入側(cè)的線路階躍將使輸出處的電壓升高濾波器增益GVIN（s）乘以輸入電壓階躍VIN（s）。這里的結果與負載階躍的結果相同：在1個時間常數(shù)（τ=1/2πx fc）之后，輸出電壓恢復到初始偏移的63%。

產(chǎn)生90°相位裕量的單極環(huán)路是交越時環(huán)路增益的保守方法。或者，環(huán)路增益可能會受到交越周圍多個極點的影響，導致相位裕量小于90°。這會導致時域中的階躍響應顯示過沖，并最終隨著相位裕量越來越接近0°而振鈴。這可以通過認識到交越時的開環(huán)增益幅度等于1來理解。當相位裕量減小到90°以下時，環(huán)路增益的實際部分變?yōu)樨撝怠ｋS著相位裕量進一步減小，“實”部分變得越來越負數(shù)，而不是虛部。這會導致閉環(huán)增益中分母的幅度小于單位，導致頻率分量接近交越處的增益。

雙極點開環(huán)增益是一個很好的例子，說明了相位裕量減小時階躍響應期間發(fā)生的情況。例如，設計了一個直流增益為60dB的環(huán)路，顯示了兩個實極點在交越時的影響。這可以寫成：

閉環(huán)增益為

單位增益交越發(fā)生在ω1和ω2之間的頻率。然后調(diào)整ω1和ω2以改變相位裕量，同時保持相同的交越頻率。通過運行 MATLAB “step（）” 命令，（step（1/（1+ GFBx 克C（s）），生成不同相位裕量下不同瞬態(tài)響應的圖形，如圖4所示。

圖4.MATLAB step（） 命令，用于改變相位裕量的閉環(huán)增益。

圖4顯示了控制器的響應，以及隨著相位裕量減小而增加的過沖和振鈴。最終，當相位裕量減小到接近零時，會發(fā)生完全振蕩。這種方法的優(yōu)點是，當相位裕量減小到90°以下時，響應時間會縮短。在大約72°的相位裕量下，恢復速度最快，過沖為0%。

產(chǎn)生線路和負載瞬變

為電源生成線路和負載瞬態(tài)響應時，必須以在線路電壓和負載電流中產(chǎn)生相對較快的階躍的方式完成，從而最好地接近相對于控制器帶寬的真實階躍函數(shù)。此任務可能需要特別注意布局和組件選擇。PC 板走線和元件的寄生電感、電阻和電容將限制在大開關電流下產(chǎn)生合理快速階躍響應時所需的壓擺率。

線路或負載階躍的最小上升時間由控制器的環(huán)路帶寬決定。1MHz控制器的環(huán)路帶寬應小于開關頻率的500/<>或<>kHz。因此，在查看控制器的響應時，全面測試控制器響應所需的階躍上升時間應足夠快，以注入至少f西 南部/2.這可能與瞬態(tài)的傅里葉分量有關，因為瞬態(tài)的壓擺率將由階躍的最高頻率分量設置。正弦波的最大壓擺率 （A x sin（ω）） 等于導數(shù)的最大值，或者簡單地 （壓擺率.MAX= A x ω）。這導致最小上升時間為 1/（π x f西 南部).

一旦知道上升時間和電壓或電流階躍，就可以估計任何寄生電感、電阻和電容對階躍的影響。例如，假設需要在輸出端施加10ns的200A步進。如果輸出電容和負載之間的電感為100nH，則可以達到的最快上升時間（扣除由于打開負載而導致的任何延遲）為555ns。顯然，寄生電感至關重要。另一方面，如果需要在相同的輸出下產(chǎn)生10μs內(nèi)10A的步進，則電感的限制將僅占總上升時間的5%。

生成線路瞬變

可以用兩個低R產(chǎn)生快速線路瞬變DS（ON）在兩個直流電源之間切換的 n 溝道 MOSFET。這是如圖 5 中所述的設置。在時間A期間，Q1將電源輸入拉至5V電源，而Q2將輸入與3V電源斷開。在時間B期間，Q1斷開5V電源，Q2將輸入連接到3V電源。注意，Q2的源極連接到3V電源，而Q1的漏極連接到5V電源。這種有點不尋常的連接可防止 MOSFET 體二極管的意外傳導。Q1 和 Q2 的柵極驅(qū)動，（V一般事務人員），必須為高于漏源電壓 （V ） 的閾值電壓DS） 以完全打開開關。這可能會給高壓輸入帶來問題，盡管在處理5V或更低系統(tǒng)時，函數(shù)發(fā)生器或MOSFET驅(qū)動器很容易獲得足夠的柵極驅(qū)動。例如，MAX4428可通過1V柵極驅(qū)動提供高達5.18A的電流和吸收電流，并具有互補輸出，可驅(qū)動兩個FET異相。

如果輸入電容，C在，不需要直接在電源的輸入端，則C在可以刪除和 C英國石油公司從圖5成為電源的輸入電容。這在 C在很大，輸入端需要快速上升時間。

寄生效應

寄生電感、電阻和電容限制了仿真階躍函數(shù)的干凈波形。圖5顯示了生成線路瞬態(tài)階躍時遇到的重要寄生效應。為了源出和吸收必要的大電流，必須將印刷電路板、MOSFET 和電容器的串聯(lián)電阻和電感降至最低。由于電路具有大電容和低電阻，階躍響應變得欠阻尼。這會導致圖5中MOSFET之間結處和電源輸入端的電感和電容產(chǎn)生振鈴（諧振）。雖然電感不能降低到零，但可以降低到諧振頻率足夠高的程度，與模擬階躍函數(shù)的實際上升和下降時間可以忽略不計。

圖5.具有寄生元件的線路瞬態(tài)設置。

電源旁路

如果輸入電容，C在、不充分或如果 C在必須直接放置在電源的輸入端 出于噪聲和/或布局原因，線路電壓階躍必須在C兩端產(chǎn)生在.如果是這種情況，那么電流

必須來源并沉入 C 中在在時間 Δt 中將電壓提高 ΔV。在這種情況下，旁路電容器，C英國石油公司，必須比 C 大得多在并且必須為低 R紅沉降率陶瓷電容器。這確保了R兩端的壓降ESR_在充電和放電 C 所需的必要電流下最小化在.即使使用陶瓷旁路電容器，電感（L英語） 在處理快速上升時間時仍然會造成問題，或者當 C在很大，需要大量的電流。只有幾nH的電感將限制合理C所需的電流上升時間在電壓階躍。如果 C在例如，為 100μF，ΔV 為 1V，則電源必須向 C 提供 100A 電流在為了在1μs內(nèi)步進電壓。如果C之間有100nH的寄生電感英國石油公司和 C在，則提升 C 需要 2μs在通過 1V。此外，電感增加會導致過沖或振鈴，并導致線路瞬變不能代表所需的真實階躍函數(shù)。通過并聯(lián)較小值的陶瓷電容器可以降低電感。R型紅沉降率和 L英語多個電容器并聯(lián)放置，從而降低了總等效阻抗。從旁路電容到MOSFET漏極的距離也必須最小化。用于 1 盎司銅的 PC 板走線約為 25mΩ/cm，對于 4mm 寬走線，約為 75.2nH/cm。必須使用較寬的短走線來降低旁路電容和MOSFET漏極之間的電感和電阻。

場效應管

MOSFET 的選擇主要集中在導通電阻 （RDS_ON）、封裝尺寸和柵極電容。RDS_ON其重要性與 PC 板電阻和旁路電容 ESR 相同。增加的電阻限制了可以源出并吸收到輸入電容C的電流在，并因開關電源的脈沖電流而引起過大的電壓紋波。尋找R最低的MOSFETDS_ON尤其重要，因為 RDS_ON將是電容器充電和放電路徑中的主要電阻源。此外，MOSFET串聯(lián)電感（包括漏源電感以及內(nèi)部鍵合線和引線的電感）是我們可以關注的另一個領域，以降低與電源串聯(lián)的總電感。

極低導通電阻 MOSFET 通常具有較高的柵極電容 （C一般事務人員).如上所述，MOSFET驅(qū)動器（如MAX4428）可以驅(qū)動大MOSFET的幾nF柵極電容。MOSFET 驅(qū)動器和柵極之間的走線長度必須保持短而寬，以降低電感和電阻，并允許必須源出和吸收高電流才能對 C 進行充電和放電一般事務人員. 一旦電容器充放電路徑的電感和電阻最小化，MOSFET 必須連接到電源的輸入電容，或者如果可能，直接連接到電源輸入。在后一種情況下，電源的旁路電容也將是輸入電容。無論哪種情況，從 MOSFET 到 C 的連接在，或從 MOSFET 到電源輸入端，必須盡可能短，以盡量減少 PC 板寄生電感和電阻。

產(chǎn)生負載瞬變

在電源輸出端產(chǎn)生負載階躍的最佳方法是使用 n 溝道 MOSFET 作為負載元件（三極管區(qū)域）。在這種配置中，電源輸出連接到 MOSFET 的漏極，MOSFET 源連接到 GND。通過將柵極步進到源電壓 V 來調(diào)節(jié)電源負載一般事務人員.只要V一般事務人員大于 MOSFET 的閾值電壓 VT，大于漏極至源極電壓 V外，然后調(diào)整 V一般事務人員將改變 RDS_ON的 MOSFET 以及負載電流。為了檢測電流階躍，必須使用低電感檢測電阻，以避免在與負載電流路徑串聯(lián)時增加額外的電感。該電感將限制電流階躍的上升時間，并導致漏源電容C之間的振鈴DS和寄生走線電感，L帕拉.在這種配置中，檢測電阻成為負載的一部分。此外，MOSFET 必須直接放置在輸出電容 C 上外，被測電源。較小的MOSFET或并聯(lián)的MOSFET可以進一步降低寄生電感L帕拉.

MOSFET 柵極和脈沖發(fā)生器或 MOSFET 驅(qū)動器之間的連接必須短而寬，以最小化走線電感和電阻，RG和 LG.圖6顯示了添加寄生元件后負載瞬態(tài)的設置。

圖6.標有寄生效應的負載瞬態(tài)測試。

實例

負載瞬態(tài)

圖7、8和圖9所示為采用MAX0電壓模式降壓和MAX10評估板電路的1960至1960A負載瞬變（參見MAX1960評估板，www.maximintegrated.com）。在COMP處增加了一個高頻極點，以降低高于交越的增益。如果該極點的頻率過低，相位裕量開始減小。圖7顯示了開環(huán)交越頻率為42kHz和不可接受的2°相位裕量時的響應。響應負載階躍，電源進入連續(xù)振蕩狀態(tài)。當極點的頻率移出時，相位裕量增加。在11°時，振蕩變得阻尼，如圖8所示。相位裕量為90°（圖9），輸出端的響應為指數(shù)單極點的響應。

圖7.環(huán)路響應，開環(huán)交越頻率為42kHz，相位裕量為不可接受的2°。

圖8.相位裕量為11°的響應顯示阻尼振蕩。

圖9.相位裕量為90°的環(huán)路響應是指數(shù)單極點的響應。

負載瞬態(tài)由導通電阻為024mΩ的單個IRLR65N、n溝道MOSFET產(chǎn)生。MOSFET直接放置在其中一個輸出電容器的頂部，在源極和GND之間放置一個37.5mΩ低電感檢測電阻。柵極直接從 HP0 脈沖發(fā)生器從 4V 步進到 8112V。在0ns內(nèi)可以產(chǎn)生10至200A的階躍響應，幾乎沒有過沖或振鈴。

圖 10.與圖9相同的電路的線路瞬態(tài)響應。

圖10顯示了線路瞬態(tài)響應，其電路與圖9所示電路相同。此處，輸入電壓從3.3V步進至5V。兩個IRF3704、9mΩ n溝道MOSFET使用圖3中的連接在3.5V和5V電源之間切換。每個開關分別位于MAX1960的輸入和兩個并聯(lián)的470μF Sanyo POSCAP（6TPB470M）之間。開發(fā)了400ns的上升時間和250mV的過沖來仿真線路階躍。

審核編輯：郭婷