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交錯式升壓功率因數校正 (PFC) 轉換器可以通過負載均流來提高效率，因此它已成為高功率應用的首選拓撲。通過在多個平衡相位中分擔負載電流，可以顯著減小每相的 RMS 電流應力、電流紋波和升壓電感大小。因此，重載效率顯著提高，從而允許選擇高性價比的功率 MOSFET 和升壓二極管，并有利于延長電源的使用壽命。

之前我們在上篇中介紹了設計過程的前七步，今天我們將帶您繼續了解使用 FAN9673 的 3 通道交錯式 CCM 升壓 PFC 的實際設計注意事項，其中包括設計升壓電感和輸出濾波器、選擇元器件、實現平均電流模式控制的過程，然后通過實驗性 5 kW 原型轉換器驗證該設計過程。

第8步 LS 和 GC 設計

圖 10. 電感電流在 tOFF 時的 LPT 函數

圖 10 所示的線性預測 (LPT) 函數用于預測電感電流在開關關斷區間中的行為。增益變化 (GC) 引腳和 LS 引腳用于調整 LPT 函數的參數。LS 設置仿真電感值，GC 使來自 IAC 和 FBPFC 引腳的檢測輸入和輸出電壓一致。LS 電阻可以通過下式確定。注意 R_LS 值需要在 12 ~ 87 kΩ 范圍內。

（公式39）

增益變化用于調整增益調制的輸出。電阻值由下式給出：

（公式40）

設計示例

選擇 100 μH 的電感。R_LS 和 R_GC 通過下式獲得：

（公式41）

（公式42）

R_LS 和 R_GC 分別使用 28.4 kΩ 和 38.2 kΩ。

第9步 PFC 電流環路設計

將占空比與升壓功率級電感電流關聯的傳遞函數如下：

（公式43）

將電流控制誤差放大器的輸出與電感電流檢測電壓關聯的傳遞函數可通過下式獲得：

（公式44）

其中 V_RAMP 為用于電流控制 PWM 比較器的斜坡信號的峰峰值電壓，為 5 V。R_CSn 為各通道的電流檢測電阻。

補償電路的傳遞函數為：

（公式45）

其中：

（公式46）

G_MI 是 FAN9673 中電流環路誤差放大器的跨導。設計反饋環路的過程如下：

1. 確定交越頻率 (f_IC)，它大約為開關頻率的 1/10 ~ 1/6 。然后計算公式 (46) 所示傳遞函數在交越頻率下的增益：

（公式47）

2. 計算 R_IC ，使交越頻率下的閉環增益為 1：

（公式48）

3. 如圖 11 所示，功率級的控制到輸出傳遞函數在 0 dB 的交越頻率處應有 -20 dB/十倍頻程的斜率和 -90°相位，因此需要將補償網絡的零點 (f_IZ) 放在交越頻率的大約 1/3 處，從而獲得 45°以上的相位裕量。因此，電容 C_IC1 通過下式確定：

（公式49）

圖 11. 電流環路補償

4. 高頻極點頻率 (f_IP) 應至少比 f_IC 高十倍，以確保它不會干擾電流環路在其交越頻率處的相位裕量。

（公式50）

設計示例

將交越頻率設置為 4kHz：

（公式51）

（公式52）

（公式53）

（公式54）

R_IC 使用 24.3 kΩ，C_IC1 使用 4.7 nF，C_IC2 使用 150 pF。

第10步 PFC 電壓環路設計

FAN9673 采用線路前饋控制，因此功率級傳遞函數與線路電壓無關。于是，低頻、小信號控制到輸出傳遞函數為：

（公式55）

其中 K_MAX = P_{OUT MAX/POUT}，5 V 為誤差放大器線性范圍的窗口 (5.6 V-0.6 V = 5 V)。

圖 12. 電壓環路補償

通常使用具有高頻極點的比例積分 (PI) 控制進行補償。補償零點 (f_VZ) 會引入相位提升，而高頻補償極點 (f_VP) 會衰減開關紋波，如圖 12 所示。

補償網絡的傳遞函數為：

（公式56）

其中：

（公式57）

G_MV 是電壓環路誤差放大器的跨導。

設計反饋環路的過程如下：

1. 確定交越頻率 (f_VC)，它大約為線路頻率的 1/10 ~ 1/5。如圖 12 所示，功率級的控制到輸出傳遞函數在交越頻率處應有 -20 dB/十倍頻程的斜率和 -90°相位，因此需要將補償網絡的零點 (f_VZ) 放在交越頻率附近，從而獲得 45°相位裕量。然后，電容 C_VC1 通過下式確定：

（公式58）

為將補償零點放置在交越頻率處，補償電阻可通過下式獲得：

（公式59）

2. 補償器高頻極點頻率 (f_VP) 至少應比 f_VC 高十倍，以確保它不會干擾電壓調整環路在其交越頻率處的相位裕量。它還應充分低于轉換器的開關頻率，從而有效衰減噪聲。然后，電容 C_VC2 通過下式確定：

（公式60）

設計示例

交越頻率設置為 20 Hz：

（公式61）

（公式62）

（公式63）

R_VC 使用 118 kΩ，C_VC1 使用 68 nF，C_VC2 使用 6.8 nF。

第11步 通道管理控制

圖 13 顯示了使用外部電壓信號的 CM 引腳控制。V_VEA 控制電壓由電壓環路誤差放大器生成，并且與輸入功率的平均值成正比。當 V_CM 被拉低至 0 V 時，PFC 通道使能。當 V_CM 被拉高至 4 V 以上時，該通道禁用。圖 14 顯示，當系統在半負載條件下運行時，通道 3 被外部信號禁用。

圖 13. MCU 通道管理

圖 14. 外部信號控制的相位變化

圖 15 顯示使用外部電路來改變 V_CM2/3 的斜率。當 V_CM2/3 在 4 V ~ 0 V 之間時，在增加/減少負載期間改變 V_CM2/3 的斜率可能影響 PFC 輸出電壓的過沖/欠沖，如圖 16 所示。此方法可顯著改善 PFC 轉換器的動態負載性能。

圖 15. MCU 通道管理電路

圖 16. MCU 通道管理

第12步 軟啟動

圖 17 顯示了軟啟動 (SS) 波形。FAN9673 使用軟啟動電壓 V_SS 來箝位電壓環路 V_VEA 的 PFC 功率命令。若要增加軟啟動時間，可以提高軟啟動電容 C_SS 的值。

（公式64）

設計示例

假設 V_VEA 由 V_SS 在 5 V 時脫離箝位狀態，設計軟啟動時間 t_SS 為 100 ms。I_SS 為 20 μA，故所需軟啟動電容值為：

（公式65）

C_SS 選擇 0.47 μF。

圖 17. 軟啟動波形

第13步 R_LPK設置

輸入電壓和 V_LPK 的關系如圖 18 所示。峰值檢測電路根據 I_AC 電流確定 V_IN 信息，并通過一個比率將其表示在 V_LPK 上。注意，當系統在最大交流輸入下工作時，最大 V_LPK 不能超過 3.8 V。

（公式66）

同下面的設計示例一樣，假設最大 V_IN.PK 為 373 V (264 V AC)。V_IN.PK/V_LPK 的關系為 100，則 V_LPK = 3.73 V < 3.8 V。

圖 18. 軟啟動波形

設計示例

假設當 V_IN.PK 為 373 V (AC264V) 時 V_LPK 為 3.73 V：

（公式67）

第14步 加電/掉電的線路檢測

FAN9673 內置交流 UVP 比較器，它監視交流輸入電壓，當 V_BIBO 小于 1.05 V 并持續 450 ms時，它會禁用 PFC 級。如果 V_BIBO 電壓超過 1.9 V/1.75 V，則 PFC 級使能。V_IR 引腳用于設置交流輸入范圍，如表 2 所示。

圖 19. 加電/掉電電路

表 2. 交流輸入范圍和控制器設置

FAN9673 使用 BIBO 引腳檢測輸入電壓的平均值，如圖 19 所示。輸入電壓的平均值是通過均值電路使用具有兩個極點的低通濾波器獲得的。

檢測電路的設計應考慮線路電壓的標稱工作范圍和掉電保護跳變點：

（公式68）

（公式69）

其中，V_LINE.MIN 和 V_LINE.BI 是指定的掉電/加電閾值（r.m.s. 值）。

當 V_AC 為滿量程輸入（通用輸入）時，掉電/加電閾值 V_BIBO?FL 和 V_BIBO?FL + ΔV_BIBO?F 分別為 1.05 V 和 1.9 V。但是，如果 V_AC 為高壓單范圍輸入 (180 ~ 264 V AC)，則掉電/加電閾值 V_BIBO?HL 和 V_BIBO?HL + ΔV_BIBO?H 分別變為 1.05 V 和 1.75 V。

通常將 R_B3 設置為 R_B1+2 的 10%。低通濾波器的極點通過下式確定：

（公式70）

（公式71）

為了適當地衰減 V_RMS 中的兩倍線路頻率紋波，通常將極點設置為 10~20 Hz 左右。

設計示例

掉電保護閾值分別為 1.05 V (V_BIBO?HL) 和 1.75 V (V_BIBO?HL + ΔV_BIBO?H)。分壓器的縮小系數為：

（公式72）

檢查 PFC 控制器在最小線路電壓下的啟動：

（公式73）

分壓器網絡的電阻選擇如下：R_B1 = R_B2 = 1 MΩ，R_B3 = 200 kΩ，R_B4= 16.2 kΩ。為將低通濾波器的極點置于 15 Hz 和 22 Hz，電容通過下式確定：

（公式74）

（公式75）

設計總結

特性

▲180V ~ 264 V AC，使用 FAN9673 的三通道 PFC

▲增益調制器的開關電荷技術改善 PF 并降低 THD

▲配合 IGBT 支持 40 kHz 低開關頻率操作

▲保護：過壓保護 (OVP)，欠壓保護 (UVP)，過流保護 (I_LIMIT)，電感飽和保護 (I_LIMIT2)

圖 20. 設計示例的最終原理圖

附錄

表 3. FAN9673 評估板參數

表 4. MOSFET 和二極管參考規格

系統設計注意事項

▲當交流輸入首次連接到升壓 PFC 轉換器時，應注意浪涌電流。建議使用 NTC 和并聯繼電器電路來降低浪涌電流。

▲添加旁路二極管 DBP ，為 PFC 啟動時的浪涌電流提供流通路徑。

▲PFC 級通常用于為下游 DC-DC 或逆變器供電。一旦 PFC 輸出電壓達到接近額定穩態值的電平，建議使能下游功率級以在滿負載下運行。

▲PVO 功能用于改變 PFC 的輸出電壓 V_PFC。V_PFC 應至少比 V_IN 高 25 V。

布局指南

▲電流檢測電阻和電流檢測濾波器（C_F1、C_F2）應盡可能靠近 CS+/CS- 引腳。(1)

▲與其他電源管理器件類似，PCB 布局務必使用星形接地技術，并讓濾波器電容和控制元件盡可能靠近控制器 IC 及其 GND 引腳。（2、3）

▲高電流電源接地路徑應與信號接地路徑分開。從信號接地到電源接地使用單點連接。單點連接最好靠近 FAN9673 的 GND，電源接地最好靠近電流檢測電阻。（4、5）

▲電流檢測信號的布線和單點接地連接的布線應盡可能靠近。

▲外部柵極驅動器應靠近功率開關。用于功率開關柵極驅動的 PCB 走線應短而寬，以處理柵極驅動電流的峰值。

▲使用非隔離柵極驅動器時，OPFC 柵極驅動電流的返回路徑經過電源接地。OPFC 驅動器輸出、外部柵極驅動器緩沖晶體管、電流檢測電阻和電源接地之間的環路應盡可能小，以避免引起噪聲。也就是說，控制器應盡可能靠近開關器件。(6)

▲為盡量減少升壓電感磁耦合引起干擾的可能性，該器件應距離升壓電感至少 2.5 cm（1 英寸）。另外，建議不要將該器件放在磁性元器件下方。

圖 21. 布局示意圖

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