數(shù)字電子的趨勢是降低電壓和增加負載電流。這給 DC/DC 轉換器帶來了壓力，要求他們從電壓變化越來越大的電源（例如堆疊電池和未穩(wěn)壓的中間電源總線）產生低電壓，因此電源轉換器必須針對低輸出電壓、低占空比和寬控制帶寬進行優(yōu)化。為了滿足這些要求，DC/DC 控制器 IC 必須提供高電壓精度、良好的線路和負載調整率以及快速瞬態(tài)響應。LTC3878 和 LTC3879 中使用的恒定導通時間谷值電流模式架構非常適合于低占空比操作，從而提供了一種具有卓越系統(tǒng)性能的緊湊型解決方案。

LTC?3878 和 LTC3879 是新一代無 RSENSE? 控制器，可滿足數(shù)字電子產品對低電壓電源的苛刻要求。LTC3878 是 LTC1778 的引腳兼容型替代品，適用于不需要 EXTVCC 的設計。LTC3879 為需要電壓跟蹤的應用增加了單獨的 RUN 和 TRACK/SS 引腳。兩款器件均提供連續(xù)可編程的電流限制，使用底部 MOSFET VDS 電壓來檢測電流。

谷值電流模式控制簡化了環(huán)路補償...

電流模式控制有兩種常見的實現(xiàn)方式。峰值電流模式控制調節(jié)高端 MOSFET 導通時間，而谷值電流模式調節(jié)底部側 MOSFET 關斷時間。電流模式環(huán)路帶寬與峰值電流控制器的導通時間成反比，與谷值模式控制器的關斷時間成反比。導通時間為50ns的峰值電流模式控制器必須具有超過20MHz的閉合電流環(huán)路帶寬。對于谷值電流模式控制器，電流環(huán)路帶寬由220ns的典型關斷時間決定，因此閉合電流環(huán)路帶寬要求僅為4.5MHz。因此，與類似應用中的峰值電流模式控制相比，谷值電流模式控制對相同系統(tǒng)性能的帶寬要求不那么嚴格。這使得 LTC3878 和 LTC3879 能夠在合理的電流環(huán)路帶寬下提供高性能、低占空比操作。

LTC3878 和 LTC3879 的恒定導通時間谷值電流模式控制通過免除對斜率補償?shù)男枰喕搜a償設計。固定頻率谷值模式控制器在占空比低于50%時需要斜率補償，以防止子周期振蕩。發(fā)生子周期振蕩是因為PWM脈沖寬度并非僅由電感電流唯一決定。這種振蕩在恒定導通時間控制中不存在，因為PWM脈沖寬度由內部開環(huán)脈沖發(fā)生器唯一確定。真正的電流模式控制和恒定導通時間相結合，使 LTC3878 和 LTC3879 相對于其他恒定導通時間穩(wěn)壓器或固定頻率谷值電流模式控制架構具有性能優(yōu)勢。

...并縮短瞬態(tài)響應時間

在降壓控制器中，瞬態(tài)響應在很大程度上取決于電感電流對環(huán)路干擾的響應速度。最苛刻的環(huán)路擾動是負載階躍和負載釋放。

恒定導通時間架構的固有速度優(yōu)勢在于，穩(wěn)壓器采用脈沖頻率調制 （PFM） 而不是脈寬調制 （PWM）。雖然開關頻率在穩(wěn)態(tài)操作中是固定的，但它可以根據(jù)輸出負載階躍或負載釋放的需要增加或減少。

響應負載階躍的最大頻率由導通時間加上關斷時間決定：

在低占空比應用中，最大頻率通常遠大于標稱工作頻率，從而產生出色的瞬態(tài)特性。

圖1顯示了工作頻率為12kHz的1V至2.400V轉換器的負載階躍響應。在這種情況下，導通時間等于250ns，最小關斷時間為220ns。可用于響應負載階躍的最大頻率為 2.12MHz，是標稱開關頻率的五倍以上。注意 V 開關頻率的增加西 南部響應 10A 負載階躍的波形。開關頻率的增加導致恒定導通時間PFM控制器中的電感電流比真正的固定頻率PWM中的衰減速度更快。

圖1.瞬態(tài)響應，正負載階躍。

響應負載釋放（圖 2），最小頻率實際上為零，因為只要需要將電感電流斜減小到內部調節(jié)設定點，底部柵極就會保持高電平。在本例中，當輸出從負載階躍恢復時，電感電流在11μs內從8A斜坡上升至–13A。對于這兩種負載瞬態(tài)情況，在瞬態(tài)恢復方面，變頻比固定頻率具有固有的速度優(yōu)勢。

圖2.瞬態(tài)響應，負載釋放。

瞬態(tài)建立既需要電感電流的大信號斜坡上升，也需要輸出穩(wěn)定建立到所需的調節(jié)點。輸出過沖或振鈴過大表明系統(tǒng)穩(wěn)定性邊緣，可能是由于補償不足造成的。可以通過計算增益交越頻率進行粗略的補償檢查，下式給出（其中 VREF = 0.8V 對于 LTC3878，VREF = 0.6V 對于 LTC3879）：

根據(jù)經驗，增益交越頻率應小于開關頻率的20%。對于任何模擬系統(tǒng)，瞬態(tài)響應由閉環(huán)帶寬決定。為了優(yōu)化瞬態(tài)性能，需要具有小電感和寬閉環(huán)帶寬。需要一個小電感來實現(xiàn)快速輸出電流響應，而閉環(huán)帶寬和相位裕量決定了輸出在負載階躍后建立的速度。

啟動選項

LTC3878 通過組合的 RUN/SS 引腳提供了電流限制啟動的簡單性。當RUN/SS大于0.7V時，所有內部偏置均被激活。一旦 RUN/SS 超過 1.5V，開關開始。電流限值隨著 RUN/SS 引腳電壓的斜坡而逐漸增加，直到在大約 3V 時達到全輸出。

LTC3879 增加了單獨的 RUN 和 TRACK/SS 引腳的靈活性。當 RUN 超過 0.7V 時，所有內部偏置均被激活。當 RUN 超過 1.5V 時開始切換。TRACK/SS 引腳還可用于輸入電壓跟蹤，其中 LTC3879 的輸出跟蹤 TRACK/SS 引腳上的電壓，直到其超過 0.6V。一旦 TRACK/SS 超過 0.6V，輸出將調節(jié)至內部 0.6V 基準。當一個小電容器連接到 TRACK/SS 時，一個內部 1μA 上拉電流可用于產生一個軟啟動電壓斜坡。 RUN 和 TRACK/SS 共同支持多種啟動電源排序和跟蹤選項。

LTC3878 和 LTC3879 均能夠啟動至預偏置輸出。由于 LTC3878 中的電流限制呈斜坡上升，因此預偏置輸出電壓不是問題。LTC3879 輸出跟蹤 TRACK/SS 引腳上的輸入。為了適應預偏置輸出，LTC3879 在 TRACK/SS 引腳超過 VFB 電壓之前不會切換。一旦 TRACK/SS 超過 VFB，輸出將跟隨 TRACK/SS 引腳進入連續(xù)導通模式，直到輸出調節(jié)至內部基準。

在圖 3 中，LTC3879 輸出被預偏置至 0.5V。當開關開始時，TRACK/SS引腳從零開始斜坡上升，并在大約28ms時穿過預偏置輸出反饋點。一旦開關開始，輸出將享有平滑的軟啟動斜坡。LTC3879 在啟動期間以連續(xù)導通模式工作，而不管模式設置如何，因而允許在軟起動期間將輸出電壓調節(jié)至 TRACK/SS 輸入引腳電壓。

圖3.啟動至預偏置輸出。

高效率

LTC3878 和 LTC3879 通過強柵極驅動器和較短死區(qū)時間的組合提供了卓越的效率。頂部柵極驅動器提供2.5Ω上拉電阻和1.2Ω下拉電阻，而底部柵極驅動器提供2.5Ω上拉電阻和0.7Ω下拉電阻。死區(qū)時間的測量值低至 12ns，從而將開關損耗降至最低。在 91.8V/1A 應用中，效率測量為 2.20%。

LTC3878 和 LTC3879 同時提供了非連續(xù)導通模式 （DCM） 和連續(xù)導通模式 （CCM） 操作。圖4顯示了CCM中90V和12A的峰值效率超過15%。在 CCM 中，頂部 MOSFET 或底部 MOSFET 處于活動狀態(tài)，輸出電感持續(xù)導通。在DCM中，頂部和底部MOSFET可以同時關閉，以提高低電流效率。在圖4中，在100mA時，DCM的效率大于70%，而CCM的效率僅為20%。當負載小于穩(wěn)態(tài)紋波電流的直流平均值時，DCM的效率會提高，從而導致穩(wěn)壓器進入不連續(xù)導通狀態(tài)。

圖4.應用效率見圖5。

應用示例：4.5V 至 28V 輸入至 1.2V 輸出，峰值效率為 90%

圖5所示應用在15A時將4.5V至28V寬輸入電壓轉換為1.2V ±5%輸出。標稱紋波電流選擇為35%，從而產生0.55μH電感和5.1A紋波電流。由于頂部MOSFET導通時間很短，因此RJF0305DPB （RDS（ON） = 10mΩ （標稱值），CMILLER = 150pF，VMILLER = 3V）就足夠了。底部MOSFET選擇更強的RJK0330DPB，典型RDS（ON）為3.8mΩ。這導致 90% 的峰值效率。請注意，圖1-4中的效率、瞬態(tài)和啟動波形取自本設計示例。

圖5.寬輸入范圍：1.2V/15A，工作頻率為400kHz。

圖 6 示出了一款采用 1.2V/20A 輸出、300kHz 應用設計的 LTC3879，具有同步軌跟蹤功能。在同步跟蹤中，兩個電源協(xié)同上升，直到較低電壓電源達到穩(wěn)壓，此時較高電壓電源繼續(xù)斜坡上升至其穩(wěn)壓值。通過使從主電壓到 TRACK/SS 引腳的電阻分壓器等于從 VOUT 到 VFB 的反饋分壓器來實現(xiàn)同步跟蹤。在圖6中，輸出為1.2V，因此分壓器等于0.6V/1.2V或0.5。該設計可跟蹤等于或大于1.2V的任何主電源。在調節(jié)中，TRACK/SS 引腳應大于 0.65V，以確保 LTC3879 具有足夠的裕量，以便從跟蹤 TRACK/SS 輸入電壓切換到調節(jié)至內部基準。

圖6.同步跟蹤示例在 1A 時產生 2.20V，工作頻率為 300kHz。

圖7顯示了圖6中應用的典型跟蹤波形。VOUT和基準電源電壓VMASTER相等，并在啟動期間一起跟蹤，直到達到1.2V，此時VOUT調節(jié)至1.2V，而VMASTER繼續(xù)斜坡上升至1.8V。

圖7.圖6所示應用的同步跟蹤波形。

結論

LTC3878 和 LTC3879 支持 4V 至 38V （絕對最大值為 40V） 的 VIN 范圍。穩(wěn)定的輸出電壓可在低至 0.8V （針對 LTC3878） 和 0.6V （針對 LTC3879） 的范圍內進行設置。在整個 –40°C 至 85°C 溫度范圍內，輸出調節(jié)精度為 ±1%。工作頻率可通過電阻器編程，并針對 VIN 的變化進行補償。電流限值是連續(xù)可編程的，無需檢測電阻即可利用外部同步底部 MOSFET 兩端的壓降進行測量。

谷值電流模式架構非常適合低占空比操作，并在合理的電流環(huán)路帶寬下提供非常低的輸出電壓。補償易于設計，即使使用低 ESR 陶瓷輸出電容器也能提供穩(wěn)健穩(wěn)定的操作。LTC3878 提供了電流限制啟動，而 LTC3879 則具有獨立的運行和輸出電壓跟蹤引腳。LTC3878 采用 GN16 封裝，LTC3879 采用耐熱性能增強型 MSE16 和 QFN （3mm × 3mm） 封裝。卓越的性能和緊湊的尺寸使 LTC3878 和 LTC3879 非常適合小型、嚴格受限的應用，例如分布式電源、嵌入式計算和負載點應用。

審核編輯：郭婷