本應用筆記介紹了一種新的測試方法，用來預測不平衡(不對稱)雙絞線在串行電纜上造成的抖動。文中闡述了對于作為質量評估的線對內偏差的一些誤解和線對內偏差與抖動之間關系的錯誤理解。本文澄清了一個關鍵問題，即：電纜不平衡造成的差模電壓與共模電壓之間的相互轉換，不同模式的電壓具有不同的傳輸速率和損耗特性。本文介紹了一種廉價電纜傳輸數據時，不同模式電壓的轉換，合格/失效的判斷準則與數據抖動有關。

概述

1Gbps以上的串行數字視頻信號傳輸(如DVI?、HDMI?和DisplayPort?視頻接口標準要求)大大提高了對連接PC和HDTV顯示器電纜的性能要求。所以，傳統的模擬音頻/視頻電纜供應商現在也必須與電信串行數字差分電纜制造商一樣，了解關于2.5Gbps InfiniBand?和PCI Express?、3.125Gbps CX4以及4.25Gbps Fibre Channel的知識。

本文著重介紹由于視頻信號的差模和共模分量的變換所引起的數據抖動現象。本文還揭示了線對間信號偏移的神秘面紗，并建議通過測試電纜來預測抖動。本文證明實際應用中并不一定要求使用昂貴的具有良好性能的差分電纜，只需實現良好的平衡性即可。

DVI/HDMI系統在0.25Gbps至3.40Gbps范圍內所要求的常見數字視頻傳輸差分電纜為100Ω屏蔽雙絞線(STP)，也可以使用100Ω的同軸電纜(twinax)，這也是數據通信中比較常見的電纜。

保持平衡

DVI、HDMI和DisplayPort系統都包括四對差分互連線路，以便進行數字視頻傳輸。如能滿足兩個前提，則利用廉價的接收器件即可恢復信號：1) 差分通路保持傳輸信號為差分模式，僅引入極少甚至根本不引入共模信號；2) 差分通路保持平衡，這意味著兩根線對信號須保持對稱。

電纜將信號能量保持在差分模式時，在整個頻譜范圍內會產生可預測的相位延遲及趨膚效應損耗。這兩種效應很容易補償。否則，信號將無法由常規的接收器恢復。當然，差分耦合電纜(STP或twinax)上差模與共模之間的轉換會造成較大誤差，無法預測相位延遲和信號損耗。

不一致造成的。例如，假設一對同軸電纜的長度不同(圖1)。輸入為差模信號，不存在共模電壓。而輸出信號將出現對應于傳輸延遲的線對偏差，除線對偏差外，還會產生共模能量，造成差模能量降低。

圖1. 簡單線對偏移將部分差模信號轉換為共模(CM)能量

本例采用的激勵為正弦波，而非數字不歸零(NRZ)波形。圖1所示同軸電纜的偏移延遲在整個頻率范圍內為常數。然而，STP或twinax電纜內數字NRZ波形的每個正弦(傅里葉)分量都會產生不同的偏移。

關于線對內偏差的誤解

差模和共模之間的能量轉換是一種常見的測量考慮因素，電纜制造商經常把線對內延遲偏差作為電纜質量保證(QA)的測試項目。然而，傳統的測量線對內偏差的方法可能會得出一個錯誤結論，認為抖動是不可預測的。

誤解1：線對內傳輸偏移相對于頻率為固定值。

這種說法對于非差分耦合線對是正確的，例如同軸電纜，但是對于差分耦合電纜并非如此，例如STP和twinax。圖2給出了28AWG twinax雙絞線電纜的測試結果。線對內偏移實際上在不同頻率下會發生極性變化。

圖2. 28AWG twinax電纜線對內偏移與頻率的對應關系

誤解2：線對內傳輸斜移與電纜長度成正比。

這種說法在頻率非常低時(波長相對于電纜長度而言)是正確的，但是對于差分耦合電纜(例如STP和twinax)，在高頻時并非如此。圖2所示為不同長度28AWG twinax電纜線對內的傳輸偏移情況。注意，在在300MHz和1500MHz之間，10英尺長度時線對內偏移最嚴重。

誤解3：線對內傳輸偏移可以通過階躍激勵測試進行預測。

這種測試方法向電纜的一端注入一個差分或單端電壓階躍信號，然后在電纜的另一端測量(+)和(-)信號沿之間的時間差(偏移)。不幸的是，電纜本身會對這些輸出沿進行低通濾波，這種影響對于長電纜是動態變化的。該方法可檢驗低頻線對偏移，但是關于對串行數字視頻影響最大的高頻線對偏移，卻說明不了任何問題。

由此說明，對于STP和twinax電纜，線對內偏移是頻率的函數。圖3所示為DVI系統利用50m 22AWG STP電纜傳輸信號的測量結果。注意，對于WUXGA顯示所要求的1.64Gbps視頻碼率，階躍激勵法預測線對內偏移為300ps，大約為半個周期(0.5UI)。因此對于DVI/HEMI標準來說，該電纜的線對內偏移指標是不合格的。然而，接收器的均衡眼圖看起來卻很好，這是因為該電纜內的高頻線對內偏移非常低，使其在1.65Gbps下具有卓越的性能。階躍激勵法僅僅能夠檢查低頻線對內偏移。所以，千萬不要把這種電纜給扔掉！

圖3. 階躍激勵法不能預測串行數據抖動

差分耦合線對

如圖4所示，耦合電纜(STP、UTP、twinax)的差分特征阻抗包括線對中(+)和(-)線(Z1)以及每根線和地(Z2、Z3)之間的耦合。差分線對中的任何不平衡(其中Z2 ≠ Z3)，例如長度不對稱或絞合及電介質環境的不對稱，都會引起差模-共模之間的轉換，其影響是可預測的，例如線對內傳輸偏移。

圖4. 非耦合(同軸)和耦合(twinax、STP) 100Ω差分線對

耦合電纜中的另一種復雜情況是，差模和共模信號的傳輸速度不同，在長電纜內可產生幾個ns的差異。當差模能量轉換成共模能量，或相反時，所產生的相位是隨機的。這種影響是造成差模抖動的原因之一。當信號在兩種模式之間隨意轉換時，將無法預測電纜頻率和相位響應。

由于趨膚效應，差模和共模信號還具有不同的損耗率(單位為dB/m)。這種效應并非全是壞事，因為可充分利用其優勢：若電纜的共模損耗明顯高于其差模損耗，其線對內傳輸偏移將較小。若電纜在輸出端沒有共模能量，則根本就不存在線對內傳輸偏移。一個極端的例子是，CAT5 UTP電纜內的高頻共模能量將作為EMI耗散(因為它沒有屏蔽層)，僅剩下差模能量。所以，不存在線對內傳輸偏移。

預測差模-共模轉換抖動

簡單的雙向轉換(差模至共模以及相反)模型很能說明問題，雖然這明顯是一個連續過程的集中近似。模式轉換是漸進的，并且可能是局部或多步進行的，這取決于相對于波長的電纜長度(圖5)。

圖5. 電纜長度范圍內的模式轉換

注意，共模信號本身并不會造成差模信號的定時抖動，而是其模式轉換在差模信號中引入了不一致的信號，從而破壞了信號的完整性。所以，通過測量共模能量(給一個差分激勵)，可獲得模式轉換的證據，從中即可評估差模抖動。

通過測量電纜質量即可預測其傳輸數字視頻信號的質量。例如，它應能預測數據中的過零抖動，這是由于在接收器內趨膚效應和介電損耗理想平衡之后的電纜不平衡造成的殘余抖動。采用階躍激勵法測量線對內傳輸偏移不適合用于預測抖動。

因此，我們建議通過測量差模-共模轉換作為預測電纜不平衡造成的數據抖動特性的更好方法。理想情況下，在電纜輸出端僅存在差模能量，而沒有共模能量。如果出現了共模能量，則說明電纜存在某種不平衡，已經將部分差模能量轉換為了共模能量。

作為一種探索性的論據，我們可在電纜輸入端采用一種具有正弦差模源的簡單模型。

假設電纜中的部分正弦波能量從差模轉換為了共模，并且對稱地，相同部分的能量被轉換為差模。采用S參數命名轉換，兩個轉換系數分別為SCD21和SDC21 (注意輸出端編號在前)：

SCD21為端口1至端口2的差模-共模轉換

SDC21為端口1至端口2的共模-差模轉換

在實際電纜中，SCD21 (幅值) = SDC21 (幅值)很接近

SDD21為端口1至端口2的差模傳輸

假設造成全部轉換(從差模至共模以及相反)的能量具有任意相位。這是差模和共模信號的傳輸速度不同造成的，這在STP和twinax電纜中很常見。并且假設電纜長度足以使延遲差大約正弦波周期。

圖6. 過零定時抖動TJ(pk)是由于SCD21和SDC21引起的，所有部波形均為差分信號(未顯示單端信號)。

由于本身通過SCD21和SDC21返回的原因，差分正弦分量的過零點會產生平移TJ(pk) (圖6)。注意，返回的差模分量在差分輸出信號中的過零點具有最大幅值，它引起了最嚴重的偏移。產生TJ(pk)抖動所必需的返回幅值A(dB)相對于總差模輸出電平(SDD21)為：

A(dB) = [SCD21(dB) - SDD21(dB)] + [SDC21(dB) - SDD21(dB)] = 20 × LOG{sin[2π × TJ(pk) × 頻率]}

式1

由于在實際電纜中存在SCD21 (幅值) = SDC21 (幅值)的非常近似，所以利用電纜輸出端的共模和差模電平之差即可衡量由于不平衡造成影響小于TJ(pk-to-pk)抖動的電纜質量。

SCD21(dB) - SDD21(dB) = A(dB)/2 < 10 × LOG{sin[π × TJ(pk-to-pk) × 頻率]}

式2

式中由于不平衡造成的抖動為：

TJ(pk-to-pk) = 2 × TJ(pk)

圖7所示為電纜的共模和差模響應，圖8中繪制了其差異，為共模相對于差模輸出的曲線。圖8還包括0.1UI和0.2UI的測試圖(在差模過零TJ[pk]時為常量)，其中UI是給定數據速率下的碼周期的單位間隔。例如，1.65Gbps (WUXGA)下的0.1UI抖動曲線呈現最大過零誤差為常數60psP-P。

清晰圖片(PDF，314kB)
圖7. 60m電纜的頻響，顯示了共模輸出(SCD21)和差模輸出(SDD21)。數據是在MAX3815 TMDS數字視頻均衡器上獲得的。

圖8. (SCD21–SDD21)曲線，繪制了合格/不合格的模板。

測試模板與簡化

如果圖8中的電纜測量值(SCD21 - SDD21)在任何點達到了0.1UI，則說明電纜不平衡產生了潛在的0.1UIP-P抖動。也就是說，如果數據信號序列中的頻譜分量正好與電纜測量值達到0.1UIP-P測試圖時的頻率相一致，該頻譜分量的過零誤差(相移范圍)則為0.1UIP-P (60psP-P)。

DVI和HDMI TMDS?信號是非擾碼的，所以其頻譜的諧波分量根據數據內容而變化。因此，假設其整個頻譜在時間上“遍歷”，并且主要分量介于大約(數據率)/20和(數據率) × 0.8之間是合理的(注意，NRZ數據信號的sinc2冪函數在頻率 = 數據碼率時將為零)。

圖9所示為根據式2簡化的合格/不合格測試圖。在0.05至0.25倍最大碼率下，0.1UIP-P測試圖為-11dB，在0.8倍最大碼率時平坦上升至-6dB。該測試圖與電纜的規定工作碼率(本例中為1.65Gbps)成簡單比例關系。

圖9. 簡化測試模板，建議采用0.1UIP-P合格/不合格檢測標準。

簡化測試圖還考慮了基波小于0.25倍最大碼率時的總諧波因素。圖10所示為以下的公式曲線(僅基波)，以及低頻時的2分量和3分量抖動抑制的偏移。

圖10. 簡化測試模板，僅繪制了基波和多諧波情況下的曲線。

基波低于0.25倍最大碼率的NRZ數據模型包含有助于抑制經過模式轉換的單分量不確定返回的諧波。由于均衡器和接收器電路的頻響通常在0.75倍最大碼率以上滾降(也就是基波為0.25倍最大碼率時的3次諧波)，所以高于0.25倍最大碼率的基波可能不包含起作用的諧波。

大量經過測試的電纜在單一的最差頻率下呈現出最大抖動。結合信號不斷變化的諧波分量，這種效應支持了關于模板的單一最差頻率的假設。

采用0.1UIP-P合格/不合格測試標準，或更嚴格的標準

DVI/HDMI TMDS電纜互連允許大約為0.2UIP-P總疊加抖動，它是TMDS Tx測試圖和Rx測試圖之差。0.2UIP-P正好滿足這一標準，不允許信道中再有其它抖動因素。

因此，圖10所示的0.1UIP-P合格/不合格測試模板是所推薦的基本標準，為信號中其它抖動因素預留了空間，例如連接器，以及來自于均衡和切換的殘余抖動。為了獲得更好的電纜性能，可采用更加嚴格的標準。例如，您可采用0.05UIP-P合格/不合格測試模板。

測量差模與共模之間的轉換

相對于差模通過響應(SDD21)，我們建議直接測量差模-共模轉換(SCD21)，這也是最有價值、最靈活以及最經濟的測試方法。目標是：

獲得具有均衡抖動性能的NRZ信號的可預測性結果

經濟的測試方法—應不需要昂貴的示波器或網絡分析儀

簡單的合格/不合格測試圖。

將一個4端口S參數網絡分析儀配置為一臺2端口差分分析儀(

圖11

)，可直接測量SDD21和SCD21，但其價格($50k至$100k)并不滿足以上的第2條目標。作為一種替代方案，您可采用低成本的測試配置(

圖12

)準確測量SDD21和SCD21，該配置包括1臺正弦信號發生器、2個平衡-不平衡變壓器(balun)和2個功率計(或一個雙路輸入功率計)。這些設備都早已是成熟產品，所以您可充分利用二手設備市場，將費用保持在$10k以下。

圖11. 將一臺4端口S參數網絡分析儀配置成一臺2端口分析儀

圖12. 該測試配置采用低成本信號發生器、耦合器和功率計

該測試配置中的關鍵部分是M/A-COM (Tyco Electronics?，泰科電子公司的一個子公司)的H9-SMA型耦合器，頻譜范圍為2MHz至2GHz。第1個耦合器從單端正弦信號發生器產生差模源信號，第2個耦合器從測量中分離出差模(SDD21)和共模(SCD21)信號。

采用高質量的SMA電纜，以及在標注的地方采用匹配長度的線對。可從泰克(Tektronix?)和安捷倫(Agilent?)購買SMA-DVI/HDMI測試電路板。測試關心的頻率范圍內的(SCD21[dB] - SDD21[dB])，并相對于合格/不合格測試圖繪制其曲線。

結論

如果電纜僅僅存在很小抖動，或者不存在抖動或差模-共模轉換，可以采用廉價器件從長電纜中恢復數字視頻數據。這些電纜在其頻譜范圍內具有可預測的相位延遲和損耗，很容易補償。如果電纜存在嚴重的差模-共模轉換，以上方法則不適用。

線對內傳輸偏移被誤認為是一種衡量DVI、HDMI和DisplayPort數字視頻的STP和Twinax電纜傳輸質量的常用參數。利用傳統的階躍激勵法測量線對內偏移作為衡量串行數字視頻電纜傳輸質量的標準也是一種誤導。所以，一種最直接、靈活和經濟的測試方法是：直接測量關鍵參數，即測量由于電纜不平衡造成的差模與共模之間的轉換。

審核編輯：郭婷