本文介紹線性穩壓器和開關模式電源(SMPS)的基本概念。主要面向不太熟悉電源設計和選擇的系統工程師。還介紹了線性穩壓器和SMPS的基本工作原理并討論了每個解決方案的優缺點。此外，以降壓轉換器為例進一步說明了開關穩壓器的設計考慮因素。

簡介

當今的電子系統設計需要越來越多的供電軌和供電解決方案，負載范圍從備用電源的幾mA到ASIC穩壓器的100A以上不等。為目標應用選擇合適的解決方案并滿足指定的性能要求至關重要，如高效率、緊密印刷電路板(PCB)空間、準確的輸出電壓調節、快速瞬態響應、低解決方案成本等。對于許多可能沒有強大電源技術背景的系統設計者來說，電源管理設計工作變得越來越頻繁，越來越具有挑戰性。

電源轉換器從給定輸入電源為負載生成輸出電壓和電流。它需要在穩態和瞬態條件下滿足負載電壓或電流調節要求。還必須在組件出現故障時保護負載和系統。根據具體應用，設計人員可選擇線性穩壓器(LR)或開關模式電源(SMPS)解決方案。為了更好地選擇解決方案，設計人員必須熟悉各種方法的優點、缺點和設計考慮因素。

本文重點關注非隔離電源應用，并介紹其操作和設計基礎知識。

線性穩壓器

線性穩壓器的工作原理

我們先來舉個簡單的例子。在嵌入式系統中，前端電源提供一個12V總線供電軌。而在系統板上，運算放大器需要3.3V供電電壓。產生3.3V電壓簡單的方式是對12V總線使用電阻分壓器，如圖1所示。效果好嗎？答案通常是否定的。在不同的工作條件下，運算放大器的VCC引腳電流可能有所不同。 如果使用固定電阻分壓器，IC VCC電壓會隨著負載的不同而不同。而且，12V總線輸入可能調節不佳。同一系統中可能有多個其他負載共用12V供電軌。由于總線阻抗，12V總線電壓隨總線負載條件而變化。因此，電阻分壓器無法向運算放大器提供經過調節的3.3V電壓，來確保正常運行。因此，需要專用電壓調節環路。如圖2所示，反饋環路需要調節頂部電阻R1值，以便在VCC上動態調節3.3V。

圖1.電阻分壓器從12V總線輸入生成3.3VDC

圖2.反饋環路調整串聯電阻R1值以調節3.3V

使用線性穩壓器可實現這種可變電阻，如圖3所示。線性穩壓器以線性模式操作雙極性或場效應功率晶體管(FET)。因此，晶體管作為可變電阻與輸出負載串聯。為建立反饋環路，從概念上講，誤差放大器通過采樣電阻網絡RA和RB檢測直流輸出電壓，然后將反饋電壓VFB與基準電壓VREF進行比較。誤差放大器輸出電壓通過電流放大器驅動串聯功率晶體管的基極。當輸入VBUS電壓減小或負載電流增大時，VCC輸出電壓下降。反饋電壓VFB也下降。因此，反饋誤差放大器和電流放大器產生更多的電流饋入晶體管Q1的基極。這就減少了壓降VCE，而恢復VCC輸出電壓，使VFB等于VREF。而另一方面，如果VCC輸出電壓增加，負反饋電路也會增加VCE，確保精確調節3.3V輸出。總而言之，VO的任何變化都會被線性穩壓器晶體管的VCE電壓吸收。因此，輸出電壓VCC始終保持恒定，并得到良好的調節。

圖3.線性穩壓器實現可變電阻以調節輸出電壓

為何使用線性穩壓器？

很長一段時間以來，線性穩壓器一直廣泛應用于工業領域。在開關模式電源自20世紀60年代問世普及之前，線性穩壓器始終是電源行業的基礎元件。即便是今天，線性穩壓器仍然廣泛應用于各種應用領域。

除了使用簡單，線性穩壓器還具有其他性能優勢。電源管理供應商開發了許多集成式線性穩壓器。典型的集成式線性穩壓器僅需VIN、VOUT、FB和可選GND引腳。圖4顯示了20多年前開發的典型3引腳線性穩壓器LT1083。僅需1個輸入電容、1個輸出電容和2個反饋電阻即可設置輸出電壓。幾乎任何電氣工程師都可以使用這些簡單的線性穩壓器來設計電源。

圖4.集成式線性穩壓器示例：只有3個引腳的7.5A線性穩壓器

一個缺點 – 線性穩壓器比較耗電

使用線性穩壓器的一個主要缺點是其串聯晶體管Q1在線性模式下工作的功耗過高。如前所述，線性穩壓器晶體管從概念上講是一個可變電阻。由于負載電流都必須通過串聯晶體管，其功耗為PLoss = (VIN – VO) ? IO。在這種情況下，線性穩壓器的效率可通過以下公式快速估算：

因此，在圖1的示例中，當輸入為12V，輸出為3.3V時，線性穩壓器效率只有27.5%。在該例中，72.5%的輸入功率被浪費，并在穩壓器中產生熱量。這意味著，晶體管必須具有散熱能力，以便在最大VIN和滿負載的最壞情況下處理功耗和散熱問題。因此，線性穩壓器及其散熱器的尺寸可能很大，特別是當VO比VIN小很多時。圖5顯示線性穩壓器的最大效率與VO/VIN比率成正比。

圖5.最大線性穩壓器效率與VO/VIN比率

另一方面，如果VO接近VIN，則線性穩壓器的效率很高。但是，線性穩壓器(LR)還有一個限制，即VIN和VO之間的最小電壓差。LR中的晶體管必須在線性模式下工作。因此，雙極性晶體管的集電極到發射極或FET的漏極到源極之間需要一定程度的最小壓降。如果VO太接近VIN，LR可能就無法調節輸出電壓。能夠以低裕量(VIN – VO)工作的線性穩壓器稱為低壓差穩壓器(LDO)。

很明顯，線性穩壓器或LDO只能提供降壓DC/DC轉換。在需要VO電壓比VIN電壓高，或需要從正VIN電壓獲得負VO電壓的應用中，線性穩壓器顯然不起作用。

均流線性穩壓器實現高功率[8]

對于需要更多功率的應用，必須將穩壓器單獨安裝在散熱器上以便散熱。在全表面貼裝系統中，這種做法不可行，因此功耗限制（例如1W）會限制輸出電流。遺憾的是，要直接并聯線性穩壓器來分散產生的熱量并不容易。

用精密電流源替換圖3所示的基準電壓，能夠直接并聯線性穩壓器以分散電流負載，由此分散IC上消散的熱量。這樣就能夠在高輸出電流、全表面貼裝應用中使用線性穩壓器，在這些應用中，電路板上的任何一個點都只能消散有限的熱量。

LT3080是首個可調線性穩壓器，可并聯使用以增加電流。如圖6所示，其精密零TC 10μA內部電流源連接到運算放大器的非反相輸入。通過使用外部單電壓設置電阻RSET，可將線性穩壓器的輸出電壓從0V調節到(VIN – VDROPOUT)。

圖6.具有精密電流源基準的單電阻設置LDO LT3080

圖7顯示了并聯LT3080實現均流有多簡單。只需將LT3080的SET引腳連接在一起，兩個穩壓器的基準電壓就相同。由于運算放大器經過精密調整，調整引腳和輸出之間的失調電壓小于2mV。在這種情況下，只需10mΩ鎮流電阻（小型外部電阻和PCB走線電阻之和）即可平衡負載電流，且均流超過80%。還需要更多功率？并聯5到10個設備也是合理的。

圖7.并聯兩個LT3080線性穩壓器以增加輸出電流

更適合使用線性穩壓器的應用

在許多應用中，線性穩壓器或LDO可提供出色的開關電源解決方案，包括：

簡單/低成本解決方案。線性穩壓器或LDO解決方案簡單易用，特別適用于熱應力不太重要的具有低輸出電流的低功耗應用。無需使用外部電源電感。

低噪聲/低紋波應用。對于噪聲敏感型應用，如通信和射頻器件，盡可能減少電源噪聲很重要。線性穩壓器的輸出電壓紋波很低，因為不會頻繁開關元件，但帶寬很高。因此，幾乎沒有EMI問題。一些特殊的LDO（如ADI LT1761 LDO系列）在輸出端的噪聲電壓低至20μVRMS。SMPS幾乎無法達到這種低噪聲電平。即使采用極低ESR電容，SMPS通常也有1mV輸出紋波。

快速瞬態應用。線性穩壓器反饋環路通常在內部，因此無需外部補償。一般來說，線性穩壓器的控制環路帶寬比SMPS更寬，瞬態響應更快。

低壓差應用。對于輸出電壓接近輸入電壓的應用，LDO可能比SMPS更高效。還有超低壓差LDO (VLDO)，如ADI LTC1844、LT3020和 LTC3025，其壓差為20mV至90mV，電流高達150mA。最小輸入電壓可低至0.9V。由于LR中沒有交流開關損耗，因此LR或LDO的輕負載效率類似于其滿負載效率。由于交流開關損耗，SMPS通常具有更低的輕負載效率。在輕負載效率同樣重要的電池供電應用中，LDO提供的解決方案比SMPS更好。

綜上所述，設計人員使用線性穩壓器或LDO是因為它們簡單、噪聲低、成本低、易于使用并提供快速瞬態響應。如果VO接近VIN，LDO可能比SMPS更高效。

開關模式電源基礎知識

為何使用開關模式電源？

顯然是高效率。在SMPS中，晶體管在開關模式而非線性模式下運行。這意味著，當晶體管導通并傳導電流時，電源路徑上的壓降較小。當晶體管關斷并阻止高電壓時，電源路徑中幾乎沒有電流。因此，半導體晶體管就像一個理想的開關。晶體管中的功率損耗可減至較小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是設計人員使用SMPS而不是線性穩壓器或LDO的主要原因，特別是在高電流應用中。例如，如今12VIN、3.3VOUT開關模式同步降壓電源通常可實現90%以上的效率，而線性穩壓器的效率不到27.5%。這意味著功率損耗或尺寸至少減小了8倍。

常用的開關電源—降壓轉換器

圖8顯示簡單、常用的開關穩壓器—降壓型DC/DC轉換器。它有兩種操作模式，具體取決于晶體管Q1是開啟還是關閉。為了簡化討論，假定電源設備都是理想設備。當開關（晶體管）Q1開啟時，開關節點電壓VSW = VIN，電感L電流由(VIN – VO)充電。圖8(a)顯示此電感充電模式下的等效電路。當開關Q1關閉時，電感電流通過續流二極管D1，如圖8(b)所示。開關節點電壓VSW = 0V，電感L電流由VO負載放電。由于理想電感在穩態下不可能有直流電壓，平均輸出電壓VO可通過以下公式算出：

其中TON是開關周期TS內的導通時間間隔。如果TON/TS之比定義為占空比D，則輸出電壓VO為：

當濾波器電感L和輸出電容CO的值足夠高時，輸出電壓VO為只有1mV紋波的直流電壓。在這種情況下，對于12V輸入降壓電源，從概念上講，27.5%的占空比提供3.3V輸出電壓。

圖8.降壓轉換器操作模式和典型波形

除了上面的平均法，還有一種方式可推導出占空比公式。理想電感在穩態下不可能有直流電壓。因此，必須在開關周期內保持電感的伏秒平衡。根據圖8中的電感電壓波形，伏秒平衡需要：

公式(5)與公式(3)相同。這個伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓撲，以推導出占空比與VIN和VO的關系式。

降壓轉換器中的功率損耗

直流傳導損耗

采用理想組件（導通狀態下零壓降和零開關損耗）時，理想降壓轉換器的效率為100%。而實際上，功耗始終與每個功率元件相關聯。SMPS中有兩種類型的損耗：直流傳導損耗和交流開關損耗。

降壓轉換器的傳導損耗主要來自于晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導電流時產生的壓降。為了簡化討論，在下面的傳導損耗計算中忽略電感電流的交流紋波。如果MOSFET用作功率晶體管，MOSFET的傳導損耗等于IO2 ? RDS(ON) ? D，其中RDS(ON)是MOSFET Q1的導通電阻。二極管的傳導功率損耗等于IO ? VD ? (1 – D)，其中VD是二極管D1的正向壓降。電感的傳導損耗等于IO2 ? RDCR，其中RDCR是電感繞組的銅電阻。因此，降壓轉換器的傳導損耗約為：

例如，12V輸入、3.3V/10AMAX輸出降壓電源可使用以下元件：MOSFET RDS(ON) = 10mΩ，電感RDCR = 2 mΩ，二極管正向電壓VD = 0.5V。因此，滿負載下的傳導損耗為：

如果只考慮傳導損耗，轉換器效率為：

上述分析顯示，續流二極管的功率損耗為3.62W，遠高于MOSFET Q1和電感L的傳導損耗。為進一步提高效率，可將二極管D1替換為MOSFET Q2，如圖9所示。該轉換器稱為同步降壓轉換器。Q2的柵極需要對Q1柵極進行信號互補，即Q2僅在Q1關斷時導通。同步降壓轉換器的傳導損耗為：

如果10mΩ RDS(ON) MOSFET也用于Q2，同步降壓轉換器的傳導損耗和效率為：

上面的示例顯示，同步降壓轉換器比傳統降壓轉換器更高效，特別適用于占空比小、二極管D1的傳導時間長的低輸出電壓應用。

圖9.同步降壓轉換器及其晶體管柵極信號

交流開關損耗

除直流傳導損耗外，還有因使用不理想功率元件導致的其他交流/開關相關功率損耗：

MOSFET開關損耗。真實的晶體管需要時間來導通或關斷。因此，在導通和關斷瞬變過程中存在電壓和電流重疊，從而產生交流開關損耗。圖10顯示同步降壓轉換器中MOSFET Q1的典型開關波形。頂部FET Q1的寄生電容CGD的充電和放電及電荷QGD決定大部分Q1開關時間和相關損耗。在同步降壓轉換器中，底部FET Q2開關損耗很小，因為Q2總是在體二極管傳導后導通，在體二極管傳導前關斷，而體二極管上的壓降很低。但是，Q2的體二極管反向恢復電荷也可能增加頂部FET Q1的開關損耗，并產生開關電壓響鈴和EMI噪聲。公式(12)顯示，控制FET Q1開關損耗與轉換器開關頻率fS成正比。精確計算Q1的能量損耗EON和EOFF并不簡單，具體可參見MOSFET供應商的應用筆記。

電感鐵損PSW_CORE。真實的電感也有與開關頻率相關的交流損耗。電感交流損耗主要來自磁芯損耗。在高頻SMPS中，磁芯材料可能是鐵粉芯或鐵氧體。一般而言，鐵粉芯微飽和，但鐵損高，而鐵氧體材料劇烈飽和，但鐵損低。鐵氧體是一種類似陶瓷的鐵磁材料，其晶體結構由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。鐵損的主要原因是磁滯損耗。磁芯或電感制造商通常為電源設計人員提供鐵損數據，以估計交流電感損耗。

其他交流相關損耗。其他交流相關損耗包括柵極驅動器損耗PSW_GATE（等于VDRV ? QG ? fS）和死區時間（頂部FET Q1和底部FET Q2均關斷時）體二極管傳導損耗（等于(ΔTON + ΔTOFF) ? VD(Q2) ? fS）。總而言之，開關相關損耗包括：通常，計算開關相關損耗并不簡單。開關相關損耗與開關頻率fS成正比。在12VIN、3.3VO/10AMAX 同步降壓轉換器中，200kHz – 500kHz開關頻率下的交流損耗約導致2%至5%的效率損失。因此，滿負載下的總效率約為93%，比LR或LDO電源要好得多。可以減少將近10倍的熱量或尺寸。

圖10.降壓轉換器中頂部FET Q1的典型開關波形和損耗

開關電源組件的設計考慮因素

開關頻率優化

一般來講，開關頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，降低其成本。帶寬更高也可以改進負載瞬態響應。但是，開關頻率更高也意味著與交流相關的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應力。目前，對于 ≥10A的輸出電流應用，大多數降壓型電源的工作頻率范圍為100kHz至1MHz ~ 2MHz。 對于< 10A的負載電流，開關頻率可高達幾MHz。每個設計的較佳頻率都是通過仔細權衡尺寸、成本、效率和其他性能參數實現的。

輸出電感選擇

在同步降壓轉換器中，電感峰峰值紋波電流可計算如下：

在給定開關頻率下，低電感提供大紋波電流并產生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會增加MOSFET RMS電流和傳導損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導損耗也可能較高。通常，在選擇電感時，會選擇超過最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供應商通常指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供應商的最大額定值內設計電感的最大直流電流和峰值電流很重要。

功率MOSFET選擇

為降壓轉換器選擇MOSFET時，首先確保其最大VDS額定值高于具有足夠裕量的電源VIN(MAX)。但是，不要選擇額定電壓過高的FET。例如，對于16VIN(MAX)電源，額定值為25V或30V的FET比較適合。額定值為60V的FET的電壓過高，因為FET的導通電阻通常隨額定電壓的增加而增加。接下來，FET的導通電阻RDS(ON)和柵極電荷QG (或QGD)是兩個重要的參數。通常需要在柵極電荷QG和導通電阻RDS(ON)之間進行取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高導通電RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS(ON)和大QG。在降壓轉換器中，頂部MOSFET Q1同時吸收了傳導損耗和交流開關損耗。Q1通常需要低QG FET，特別是在具有低輸出電壓和小占空比的應用中。低壓側同步FET Q2的交流損耗較小，因為它通常在VDS電壓接近零時導通或關斷。在這種情況下，對于同步FET Q2，低RDS(ON)比QG更重要。如果單個FET無法處理總功率，則可并聯使用多個MOSFET。

輸入和輸出電容選擇

首先，應選擇具有足夠電壓降額的電容。

降壓轉換器的輸入電容具有脈動開關電流和大紋波電流。因此，應選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保使用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容通常在輸入端并聯使用。

輸出電容不僅決定輸出電壓紋波，而且決定負載瞬態性能。輸出電壓紋波可以通過公式(15)計算。對于高性能應用，要盡量減少輸出紋波電壓并優化負載瞬態響應，ESR和總電容都很重要。通常，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容(MLCC)都是不錯的選擇。

關閉反饋調節環路

開關模式電源還有一個重要的設計階段—通過負反饋控制方案關閉調節環路。這項任務通常比使用LR或LDO更具有挑戰性。它需要充分了解環路行為和補償設計，通過穩定環路來優化動態性能。

降壓轉換器的小信號模型

如前所述，開關轉換器隨開關開啟或關閉狀態改變工作模式。它是一個分立式非線性系統。要使用線性控制方法來分析反饋環路，需要進行線性小信號建模[1][3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出VO的線性小信號轉換函數實際上是一個具有兩個極點和一個零點的二階系統，如公式(16)所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個極點。有一個由輸出電容和電容ESR決定的零點。

電壓模式控制與電流模式控制

輸出電壓可由閉環系統調節，如圖11所示。例如，當輸出電壓增加時，反饋電壓VFB增加，而負反饋誤差放大器的輸出減少。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使VFB = VREF。誤差運算放大器的補償網絡可能是I型、II型或III型反饋放大器網絡[3] [ 4]。只有一個控制環路來調節輸出。這種方案稱為電壓模式控制。ADI LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓控制器。

圖11.電壓模式控制降壓轉換器的方框圖

圖12顯示使用LTC3775電壓模式降壓控制器的5V至26V輸入、1.2V/15A輸出同步降壓電源。由于LTC3775具有先進的PWM調制架構和極低(30ns)的最短導通時間，因此該電源適合將高電壓汽車或工業電源轉換為當今微處理器和可編程邏輯芯片所需的1.2V低電壓的應用。高功率應用需要具有均流功能的多相降壓轉換器。使用電壓模式控制，需要額外的均流環路來平衡并聯降壓通道中的電流。用于電壓模式控制的典型均流法是主從法。LTC3861就是這樣一款PolyPhase?電壓模式控制器。其±1.25mV的超低電流檢測失調電壓使得并聯相位之間的均流較精確，從而平衡熱應力。[10]

圖12.LTC3775電壓模式同步降壓電源提供高降壓比

電流模式控制使用兩種反饋環路：類似于電壓模式控制轉換器控制環路的外電壓環路，以及將電流信號饋送回控制環路的內電流環路。圖13顯示直接檢測輸出電感電流的峰值電流模式控制降壓轉換器的概念方框圖。使用電流模式控制時，電感電流取決于誤差運算放大器的輸出電壓。電感成為電流源。因此，從運算放大器輸出VC到電源輸出電壓VO的轉換功能成為單極性系統。這使環路補償變得更加簡單。控制環路補償不太依賴于輸出電容ESR零點，因此可使用陶瓷輸出電容。

圖13.電流模式控制降壓轉換器的方框圖

電流模式控制還有很多其他優勢。如圖13所示，由于峰值電感電流受到運算放大器VC的逐周期限制，因此電流模式控制系統在過載條件下會更精確、更快速地限制電流。浪涌電感電流在啟動過程中也會受到良好的控制。此外，當輸入電壓變化時，電感電流不會快速變化，因此電源具有良好的線路瞬態性能。并聯多個轉換器時，通過使用電流模式控制，也很容易在電源之間實現均流，這對使用PolyPhase降壓轉換器的可靠高電流應用至關重要。總而言之，電流模式控制轉換器比電壓模式控制轉換器更可靠。

電流模式控制方案需要精確檢測電流。電流檢測信號通常是對開關噪聲敏感的數十毫伏電平下的一個小信號。因此，需要正確仔細地設計PCB布局。通過檢測電阻、電感DCR壓降或MOSFET傳導壓降檢測電感電流，可關閉電流環路。典型的電流模式控制器包括ADI LTC3851A、LTC3855、LTC3774和 LTC3875。

恒頻與恒定導通時間控制

“電壓模式控制與電流模式控制”部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內部時鐘產生的恒定開關頻率。輕松同步這些恒定開關頻率控制器是高電流PolyPhase降壓控制器的一個重要特性。但是，如果負載升壓瞬態剛好發生在控制FET Q1柵極關斷之后，則轉換器必須等待整個Q1關斷時間，直到下一個周期才能響應瞬態。在占空比較小的應用中，最壞情況下的延遲接近一個開關周期。

在此類低占空比應用中，恒定導通時間谷值時電流模式控制響應負載升壓瞬態的延遲更短。在穩態操作中，恒定導通時間降壓轉換器的開關頻率幾乎是固定的。如果出現瞬變，開關頻率可快速變化以加速瞬態響應。因此，該電源改進了瞬態性能，并可降低輸出電容和相關成本。

但是，通過恒定導通時間控制，開關頻率可能隨線路或負載的改變而改變。LTC3833是具有更復雜的導通時間控制架構的谷值電流模式降壓控制器，該架構是恒定導通時間控制架構的變體，區別在于它通過控制導通時間，使開關頻率在穩定的線路和負載條件下保持恒定。使用此架構，LTC3833控制器具有20ns的最短導通時間，并支持38VIN至0.6VO的降壓應用。該控制器可在200kHz至2MHz的頻率范圍內與外部時鐘同步。圖14顯示具有4.5V至14V輸入和1.5V/20A輸出的典型LTC3833電源。[11]圖15顯示該電源可快速響應突發的高壓擺率負載瞬變。在負載升壓瞬態期間，開關頻率增加以加快瞬態響應。在負載降壓瞬態期間，占空比降為零。因此，僅輸出電感限制電流壓擺率。除LTC3833之外，對于多個輸出或PolyPhase應用，LTC3838和 LTC3839控制器也可提供快速瞬態、多相解決方案。

圖14.使用LTC3833的快速、控制導通時間電流模式電源

圖15.LTC3833電源在快速負載階躍瞬態期間提供快速響應

環路帶寬和穩定性

精心設計的SMPS應該沒有噪聲。而補償不足的系統卻不是這樣，它往往是不穩定的。補償不足的電源通常具有以下特征：磁性元件或陶瓷電容會發出噪聲、開關波形存在抖動、輸出電壓振蕩等。過度補償的系統很穩定，噪聲也很小，但瞬態響應慢。這樣的系統在極低頻率下（通常低于10kHz）具有環路交越頻率。瞬態響應慢的設計需要很大的輸出電容才能滿足瞬態調節要求，從而增加了整體電源成本和尺寸。出色的環路補償設計性能穩定、無噪聲，但不會過度補償，因此能夠快速響應，使輸出電容最小。ADI公司的應用筆記AN149文章詳細介紹了電源電路建模和環路設計的概念和方法[3]。對于經驗不足的電源設計人員，小信號建模和環路補償設計可能有難度。ADI公司的LTpowerCAD?設計工具可處理復雜的公式，從而極大地簡化了電源設計，尤其是環路補償設計[5] [6]。LTspice?仿真工具集成了ADI器件模型，并提供額外的時域仿真以優化設計。但是，在原型制作階段，通常需要對環路穩定性和瞬態性能進行基準測試和驗證。

一般而言，閉環電壓調節環路的性能由兩個重要的值來評估：環路帶寬和環路穩定性裕量。環路帶寬由交越頻率fC量化，在該頻率下，環路增益T(s)等于1 (0dB)。環路穩定性裕量通常由相位裕量或增益裕量來量化。環路相位裕量Φm定義為總T(s)相位延遲和交越頻率下–180°之間的差異。增益裕量定義為T(s)增益和總T(s)相位等于–180°的頻率下0dB之間的差異。對于降壓轉換器，通常認為45度相位裕量和10dB增益裕量就夠了。圖16顯示電流模式LTC382912VIN 至 1VO/60A 3相降壓轉換器的環路增益的典型波特圖。本例中，交越頻率為45kHz，相位裕量為64度。增益裕量接近20dB。

圖16.LTpowerCAD設計工具可輕松優化環路補償和負載瞬態響應（以3相、單路輸出LTC3829降壓轉換器為例）。

適合高電流應用的PolyPhase降壓轉換器

隨著數據處理系統越來越大，速度越來越快，其處理器和存儲器單元在電壓不斷降低的情況下需要更大的電流。在這些高電流下，對電源的需求倍增。近年來，由于PolyPhase（多相）同步降壓轉換器具有高效率和散熱均勻性能，因而一直廣泛用于高電流、低電壓電源解決方案。此外，借助多相交錯降壓轉換器，可顯著減少輸入和輸出端的紋波電流，從而減少輸入和輸出電容以及相關的電路板空間和成本。

在PolyPhase降壓轉換器中，精密電流檢測和均流變得很重要。良好的均流可確保均勻的散熱和較高的系統可靠性。由于在穩態下和瞬變過程中具有內在均流功能，因此電流模式控制降壓轉換器通常成為首選。ADI公司的LTC3856和 LTC3829是具有精密電流檢測和均流功能的典型PolyPhase降壓控制器。對于輸出電流為20A至200A以上的2相、3相、4相、6相和12相系統，可以菊花鏈形式連接多個控制器。

圖17.使用LTC3829的3相、單路VO高電流降壓轉換器

高性能控制器的其他要求

高性能降壓控制器還需要許多其他重要特性。通常需要軟啟動來控制啟動過程中的浪涌電流。當輸出過載或短路時，過流限制和短路閂鎖可保護電源。過壓保護功能可保護系統中的昂貴加載裝置。為了盡量減少系統的EMI噪聲，有時控制器必須與外部時鐘信號同步。對于低電壓、高電流應用，遠程差分電壓檢測可補償PCB電阻壓降，并精確調節遠端負載的輸出電壓。在具有很多輸出電壓軌的復雜系統中，還需要在不同電壓軌之間進行時序控制和跟蹤。

PCB布局

元件選擇和原理圖設計只是電源設計過程中的一部分。開關電源設計中正確的PCB布局始終至關重要。事實上，其重要性怎么強調都不過分。良好的布局設計可以優化電源效率，緩解熱應力，最重要的是，可以盡可能減少走線和元件之間的噪聲和相互影響。為此，設計人員一定要了解開關電源的電流傳導路徑和信號流。通常需要付出很大的努力才能獲得必要的經驗。詳細討論參見ADI公司的應用筆記136和139。[7][ 9]

選擇各種解決方案 – 分立式、單片式和集成電源

在集成層面，系統工程師可以決定選擇分立式、單片式還是全集成式電源模塊解決方案。圖18顯示適合典型負載點電源應用的分立式電源模塊解決方案示例。分立式解決方案使用控制器IC、外部MOSFET和無源元件在系統板上構建電源。選擇分立式解決方案的一個主要原因是元件的物料成本(BOM)低。但是，這需要良好的電源設計技能，且開發時間相對較長。單片式解決方案使用帶集成電源MOSFET的IC，進一步縮減了解決方案尺寸和元件數。該解決方案所需的設計技能和開發時間與分立式類似。全集成式電源模塊解決方案可顯著減少設計工作、開發時間、解決方案尺寸和設計風險，但元件的BOM成本通常更高。

圖18.(a) 分立式12VIN至3.3V/10A LTC3778電源；(b) 全集成式16VIN、雙路13A或單路26A LTM4620 μModule?降壓型穩壓器示例

其他基本非隔離式DC/DC SMPS拓撲

本應用筆記以降壓轉換器為例簡單說明SMPS的設計考慮因素。但是，至少還有五種其他的基本非隔離式轉換器拓撲（升壓、降壓-升壓、Cuk、SEPIC和Zeta轉換器）和至少五種基本隔離式轉換器拓撲（反激、正向、推挽、半橋和全橋），本應用筆記未對這些拓撲進行說明。每種拓撲都有獨特的特性，適用于特定應用。圖19顯示其他非隔離式SMPS拓撲的簡化原理圖。

圖19.其他基本非隔離式DC/DC轉換器拓撲

還有一些由基本拓撲組合而成的非隔離SMPS拓撲。例如，圖20顯示基于LTC3789電流模式控制器的高效率、4開關同步降壓/升壓轉換器。它采用低于、等于或高于輸出電壓的輸入電壓工作。例如，輸入電壓范圍可以為5V至36V，輸出電壓可以是經過調節的12V。此拓撲是同步降壓轉換器和同步升壓轉換器的組合，共用一個電感。當VIN > VOUT時，開關A和B作為有源同步降壓轉換器，而開關C始終關閉，開關D始終開啟。當VIN < VOUT時，開關C和D作為有源同步升壓轉換器，而開關A始終開啟，開關B始終關閉。當VIN接近VOUT時，四個開關均有效工作。因此，此轉換器具有很高的效率，對于典型12V輸出應用，效率高達98%。[12] LT8705?控制器將輸入電壓范圍進一步擴展到80V。為了簡化設計并增加功率密度，LTM4605/4607/4609進一步將復雜的降壓/升壓轉換器集成到一個易于使用的高密度功率模塊中。[13] 它們可輕松并聯，從而分擔負載，適合高功率應用。

圖20.高效率4開關降壓-升壓轉換器采用低于、等于或高于輸出電壓的輸入電壓工作

總結

總而言之，線性穩壓器簡單易用。由于串聯調節晶體管以線性模式操作，當輸出電壓明顯低于輸入電壓時，電源效率通常較低。線性穩壓器（或LDO）通常具有低電壓紋波和快速瞬態響應。而另一方面，SMPS將晶體管當作開關使用，因此通常比線性穩壓器更高效。但是，SMPS的設計和優化更具挑戰性，需要更多的背景知識和經驗。對于特定應用，每種解決方案都各有優缺點。

審核編輯：郭婷