目錄

⊙擊穿電壓

⊙導通電阻

⊙跨導

⊙閾值電壓

⊙二極管正向電壓

⊙功率耗散

⊙動態特性

⊙柵極電荷

⊙dv/dt 能力

盡管分立式功率MOSFET的幾何結構，電壓和電流電平與超大規模集成電路（VLSI）設備采用的設計方式有極大的不同，它仍然采用了與VLSI電路類似的半導體加工工藝。金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)從70年代的初級場效應晶體管發展而來。圖1描述了MOSFET的器件原理圖，傳輸特性和器件符號。雙極結型晶體管（BJT)自身的局限性驅動了功率MOSFET的發明，直到最近幾十年，BJT才成為功率電子應用的可選器件。

圖1.MOSFET器件（a）原理圖，（b）傳輸特性，和（c）器件符號

雖然無法精確地界定功率器件的工作范圍，但是我們大致將功率器件稱之為任何可在大于等于1A電流切換的器件。雙極功率晶體管是一個電流控制的器件。使用BJT時，需要大量的基極驅動電流（相當于1/5的集電極電流）保持器件處于導通狀態。

不僅如此，還需要更高的反向基極驅動電流以便快速關斷。雖然BJT具有非常先進的生產工藝和較低的成本，但是這兩點局限性仍然使它的基極驅動電路設計比功率MOSFET更加復雜更加昂貴。

BJT的另外一個局限性在于它的電子和空穴都產生傳導。具有更長載流子壽命空穴的出現使得BJT的開關速度比相同尺寸和相同額定電壓的功率MOSFET慢幾倍。此外，熱失控也是BJT的短板。由于它的正向壓降隨著溫度的上升而下降，因此在多個器件并聯時，會導致電流流向一個器件。而功率MOSFET是無少數載流子注入的多數載流子元件。在高頻應用中，對開關功率耗散要求嚴格時，它比雙極結型晶體管（BJT）更具優勢。此外，它還能同時承受高電流和高電壓的應用，不會因為二次擊穿遭受破壞性的損壞。由于功率MOSFET的正向壓降隨著溫度的上升而上升，可以確保電流均勻的分配到所有的器件，因此功率MOSFET可并聯。

然而，當擊穿電壓高時（>200V），功率MOSFET的通態壓降比相同尺寸和相同額定電壓的雙極器件更高。這個時候，使用雙極功率晶體管就更具優勢，即便它的高頻性能較差。圖2中標明了功率MOSFET和雙極結型晶體管BJT各自的電壓限值和電流限值。隨著時間的推移，新材料，結構和工藝技術的出現可以擴大限值范圍。

圖2.MOSFET和BJT電壓限值和電流限值

圖3是n溝道功率MOSFET的原理圖，圖4顯示了n溝道功率MOSFET里寄生元件。當兩個相鄰體二極管的耗盡區寬擴大到漂移區，且漏電壓上升時，在兩個體二極管之間形成寄生結型場效應晶體管JFET限制電流。寄生型BJT使得器件容易被意外開啟并過早損壞。仔細設計源極區下的摻雜和間距，確保基極電阻RB的值最小。如圖3所示，有多個與功率MOSFET相關的寄生電容。

圖3.n溝道功率MOSFET原理圖

圖4.n溝道功率MOSFET寄生元件

CGS是源極和溝道區與多晶硅柵極重疊而產生的電容，它與施加的電壓無關。CGD 包含了兩部分，第一部分是多晶硅柵極和JFET區域底部的硅片重疊產生的電容。第二部分是直接位于柵極下方的耗盡區產生的電容。CGD 與電壓呈非線性函數關系。與體二極管（body-drift diode）有關的電容CDS ，與漏源偏壓的平方根成倒數關系。當前共有2種不同的功率MOSFET設計，平面設計和溝槽設計。圖3采用了平面設計。圖5顯示了2種不同的溝槽功率MOSFET設計。相比平面設計的MOSFET，溝槽工藝設計的器件單元密度更高，但是卻更難生產。

圖5.2種不同溝槽功率MOSFET設計

擊穿電壓

擊穿電壓BVDSS 是反向偏壓的體二極管（body-drift diode）被擊穿，且雪崩倍增引發大量的電流在源極和漏極之間流動時的電壓，此時柵極和源極之間短路。圖6顯示了功率MOSFET的電流和電壓特征。一般漏電流在250μA時測量BVDSS。當漏極電壓低于BVDSS且柵極上沒有偏壓時，在柵極板下表層不形成溝道，且漏極電壓全部由反向偏壓的體漂移p-n結承受。器件設計不良或處理不好會出現兩種現象：晶體管穿通現象（Punch-through）和擊穿現象（Reach-through）。當體漂移p-n結源極一側的耗盡區在漏極電壓低于器件的額定雪崩電壓期間擴散到源極區時，發生晶體管穿通現象。晶體管穿通現象（Punch-through）在源極和漏極之間形成了一道電流通路，并產生了軟擊穿。有關軟擊穿的特性，請見圖7。IDSS 表示源極和漏極之間的漏電流。RDS(on) 需要更短的溝道，而為了避免晶體管穿通則需要更長的溝道，應權衡這兩者的優劣，并做出選擇。

圖6.功率MOSFET電流和電壓特征

圖7. 功率MOSFET擊穿特性

當體漂移p-n結漂移一側的耗盡區在外延層內發生雪崩之前擴散到外延層襯底層時，發生擊穿現象（reach-through）。一旦耗盡區邊沿進入到高載流子濃度的襯底，漏極電壓進一步升高，并導致電場迅速達到臨界值2x105 V/cm ，從而發生雪崩。

導通電阻

如圖8所示，一個功率MOSFET的導通電阻包含了多個元件的電阻：

圖8. 功率MOSFET內阻

其中：

Rsource =源極擴散電阻

Rch =溝道電阻

RA =積累層電阻

RJ =JFET晶體管的電阻

RD = 漂移區電阻

Rsub =襯底電阻

襯底電阻高達20mΩ-cm的晶圓用于高壓器件，低于5mΩ-cm的晶圓用于低壓器件。

Rwcml =連接引線總電阻，源極和漏極金屬層與硅片接觸面的接觸電阻，金屬層產生的電阻和引腳框架產生的電阻。在高壓器件中，這些電阻都很小，一般將它們忽略；但在低壓器件中，這些電阻就顯得很大。

圖9顯示了在電壓譜內，每個元件的電阻在RDS(on)值內所占的權重。從圖中可以看出，在高電壓時，RDS(on) 絕大部分是epi外延層電阻和JFET晶體管電阻。其原因是在epi外延層，電阻較高或者是載流子濃度較低。在較低的電壓時，RDS(on) 絕大部分是溝道電阻，及金屬層和半導體接觸面的接觸電阻，金屬層電阻，連接引線電阻和引腳框架電阻。在擊穿電壓較低的設備，襯底電阻會更大。

圖9.在電壓譜內，元件電阻在RDS(on)值內所占的權重

跨導

跨導gfs是衡量漏極電流對柵源偏壓變化是否靈敏度的一種方法。該參數保證工作在恒流控制狀態時，Ids變化與Vgs變化的比例關系。跨導與柵極寬度有關，它隨著單元密度的增大而增大，且增大速度與有源區成比例。單元密度不斷增大，1980年約為50萬/平方英尺，而在平面結構的MOSFET中約為800萬/平方英尺，在溝槽設計的MOSFET則約為1200萬/平方英尺。光刻工藝控制和分辨率限制了單元密度的進一步增大。其中，分辨率指硅片與源極金屬層接觸面位于單元中心時的分辨率。

此外，跨導還與溝道長度有關。較短的溝道對跨導gfs和導通電阻都產生積極作用，但更容易發生晶體管穿通。溝道長度的下限值取決于控制雙向擴散工藝的能力，在現今約為1-2mm。柵極氧化物越薄，跨導gfs越高。

閾值電壓

閾值電壓Vth，指使多晶硅下方的半導體表面強力“反轉”并在源漏區之間形成導電溝道所需的最小柵極偏壓。一般漏源電流在250μA時測量Vth值。柵極氧化層較厚的高壓設備，它的閾值電壓Vth一般為2-4V；柵極氧化層較薄的低壓、邏輯兼容型設備，它的閾值電壓Vth一般為1-2V。隨著功率MOSFET越來越多地用于便攜式電子設備和無線通訊，而電池的成本又非常高，因此市場愈來愈青睞具有更低導通電阻RDS(on)和閾值電壓Vth的MOSFET。

二極管正向電壓

二極管正向電壓VF是在規定的源電流下，產生的體二極管的最大正向壓降。圖10描述了p－n結分別在Tj ＝25 ℃ 和Tj ＝150 ℃時，該二極管典型的電流－電壓（I-V）特性。由于金屬層與p型硅之間的接觸電阻大于它與n型硅之間的接觸電阻，因此P溝道MOSFET正向電壓VF更高。

圖10.典型源-漏二極管正向電壓特性

一般，高壓產品 (>100V)的最大正向電壓值為1.6V，低壓產品(<100V)的最大正向電壓值為1.0V。

功率耗散

在表面溫度為25℃時，使晶圓溫度上升到最高允許值所允許的最大功率耗散非常重要。功率耗散Pd 的計算公式如下：

Tjmax =器件p－n結最高允許溫度（一般是150℃或175℃）

RthJC=器件結到殼的熱阻。

動態特性

當MOSFET用作開關時，它的基本功能是通過柵極電壓來控制漏極電流。圖11(a) 描述了功率MOSFET的傳輸特性，圖11(b)是分析MOSFET的開關性能時通常使用的等效電路模型。

圖11. 功率MOSFET(a) 傳輸特性，(b)對開關影響重大的元件等效電路模型

器件的開關性能取決于在電容上建立電壓變化所需的時間。RG 是柵極的分布電阻，它的值與有源區約成反比。LS 和 LD 是源極和漏極引線電感，約為幾十 nH大小。電路設計者使用數據手冊中給定的輸入電容 (Ciss)，輸出電容(Coss)和反向轉移電容(Crss) 典型值作為確定電路元件值的起始值。數據手冊中的電容與等效電路電容的關系如下：

Ciss = CGS + CGD, CDS shorted

Crss = CGD

Coss = CDS + CGD

柵－漏電容CGD是柵－漏電壓的非線性函數。由于它在電路的輸出和輸入間提供了一條反饋回路，因此它也是最重要的參數。CGD 使總動態輸入電容大于總靜態電容，因此它也被稱之為米勒電容。

圖12（a）是典型的開關時間測試電路。圖12（b）描述了VGS和VDS 上升時間和下降時間波形。

圖12. 開關時間測試（a）電路，（b）VGS和VDS 波形

導通延遲時間td(on)是開啟漏極電流傳導之前，給器件的輸入電容充電所花費的時間。類似地，關斷延遲時間td(off)是關斷漏極電流傳導之后，給輸入電容放電所花費的時間。

柵極電荷

在比較不同廠家生產的2個器件的開關性能時，輸入電容值雖然有用，但它們無法給出精確的結果。器件尺寸和跨導的影響進一步阻礙這一比較。從電路設計的角度來看，更有用的參數是柵極電荷，而非輸入電容。絕大多數廠家在他們的數據手冊上同時提供了這兩個參數。圖13描述了典型的柵極電荷波形，及其測試電路。

圖13. 柵極電荷測試（a）電路，（b）柵極和漏極波形

當柵極接至電源電壓時，VGS 開始上升，當它上升到Vth時，漏極電流開始流通，且CGS電容開始充電。

在t1 到 t2這段時間內，CGS 持續充電，柵極電壓繼續上升，且漏極電流成比例上升。在t2時，CGS 充滿，漏極電流達到預設值ID，并保持恒定，同時漏極電壓開始下降。從圖13 MOSFET等效電路模型圖可以看出，當CGS 在t2充滿時，VGS 開始保持穩定不變，且驅動電流開始給米勒電容CGD充電。這個過程一直持續到t3。

由于t2到t3之間快速變化的漏電壓（電流＝Cdv/dt)，因此米勒電容CGD的充電時間（從t2到t3）大于柵源電容CGS的充電時間（從t1到t2）。一旦電容CGS 和 CGD 都充滿電，柵極電壓(VGS)再次上升，直至在t4上升到電源電壓。在t3時的柵極電荷(QGS + QGD) 是導通器件所需的絕對最小電荷。在良好的電路設計中會使用高于絕對最小值的柵極電壓，因此，在計算時使用的柵極電荷為在t4時的QG值。

使用柵極電荷的優勢是：因為Q = CV ， I = C dv/dt, Q = Time x current，所以設計者很容易計算出在所需的時間段內從驅動電路到導通器件所需的電流值。例如，對于一個柵極電荷為20nC的器件，如果有1mA的電流供應到柵極，那么該器件在20μsec內導通；如果柵極電流上升到 1A，那么該器件在20nsec 內導通。使用輸入電容值連這些簡單的計算都無法進行。

dv/dt 能力

二極管恢復峰值就是所允許的漏源電壓最大上升率，即dv/dt能力。如果超出了這個上升率，那么柵源兩端的電壓可能會高于器件的閾值電壓，從而使器件進入電流傳導模式，并在一定的條件下發生災難性故障。dv/dt可引發兩種不同的導通機制。圖14是功率MOSFET的等效電路模型，包括了寄生型雙極結晶體管BJT。dv/dt引發的第一種導通機制通過柵漏電容CGD的反饋動作而生效。在器件的漏源兩端發生電壓斜升時，通過柵漏電容CGD的反饋動作，電流I1流經柵極電阻RG。RG 是電路總的柵極電阻，可通過下列公式計算出它的壓降：

圖14. 功率MOSFET的等效電路，顯示dv/dt引發的兩種不同導通機制

當柵極電壓VGS 超出器件的閾值電壓Vth時，器件被迫進入導通狀態。可通過下列公式計算出該導通機制下的dv/dt能力：

很明顯，Vth 低的器件更容易發生dv/dt導通。

在出現高溫環境的應用中，Vth的負溫度系數非常重要。為了避免dv/dt導通，同樣需要仔細挑選柵極電路阻抗。

dv/dt在MOSFET管里引發的第二種導通機制通過寄生型雙極結晶體管BJT而生效。圖15描述了寄生型BJT。CDB是體二極管耗盡區延伸到漂移區相關的電容，它位于BJT基極和MOSFET漏極之間。

圖15. 寄生型BJT中dv/dt 引發導通的物理原理

當電壓波動出現在漏源兩端時，該電容使電流I2變大而流經基極電阻RB。通過第一種導通機制進行類推，可通過下列公式計算出該機制下的dv/dt 能力：

如果基極電阻RB上的電壓超出0.7V，那么基極－發射極結正向偏壓，且寄生型BJT被導通。dv/dt高，且RB值大時，MOSFET的擊穿電壓被限制在不超出BJT的基極開路擊穿電壓。如果施加到基極電阻RB的漏電壓大于基極開路擊穿電壓，MOSFET管發生雪崩，如果此時未從外部限制電流，MOSFET管可能被損壞。

要增加dv/dt能力，需要降低基極電阻RB。通過增加體二極管區的摻雜，并減少電流I2 聚集到源極金屬層之前流經的橫向距離，可降低RB。在第一種模式下，與BJT相關的dv/dt能力在溫度較高時變差。這是因為隨著溫度上升， RB增大，而VBE 降低。
責任編輯：彭菁