在本系列文章的部分中，［1］我們介紹了電動車快速充電器的主要系統要求，概述了這種充電器開發過程的關鍵級，并了解到安森美（onsemi）的應用工程師團隊正在開發所述的充電器?，F在，在第二部分中，我們將更深入研究設計的要點，并介紹更多細節。特別是，我們將回顧可能的拓撲結構，探討其優點和權衡，并了解系統的骨干，包括一個半橋SiC MOSFET模塊。

正如我們所了解的，電動車快速充電器通常含一個三相有源整流前端處理來自電網的AC-DC轉換并應用功率因數校正（PFC），后接一個DC-DC級提供隔離并使輸出電壓適應電動車電池的需要（圖1）。

圖1. 一個含多個功率級的大功率快速直流充電器（左）。

電動車快速直流充電系統的架構（右）。

鑒于所提出的具挑戰的要求和當前的市場趨勢，系統工程團隊考慮了幾個替代方案來實現這兩個轉換級。，結論是在AC-DC級利用6開關有源整流器，在依賴移相調制的DC-DC級利用雙有源橋（DAB）。這兩種架構都支持雙向功能，并有助受益于1200-V SiC模塊技術，1200-V SiC模塊技術是快速和超快直流充電器的基石。接下來，我們將深入研究這兩個主要的功率級。

有源整流升壓級（PFC）

3相6開關有源整流級有助于實現0.99的功率因數和低于7%的總諧波失真，這些都是商用直流充電器系統的常見要求。與T-NPC或I-NPC等3級PFC拓撲結構相比，它提供了一個高效的雙向方案，而且元件數量少。總的來說，這種兩級架構在實現系統要求的同時，也帶來了更勝一籌的性價比。［2］

直流鏈路將在800 V的高電壓下運行，以減少峰值電流，從而化能效和功率密度（圖2）。為此，兩級架構需要1200 V的VBD功率開關。

系統的開關頻率被設定為70 kHz，以保持二次諧波低于150 kHz，這使傳導輻射得到控制，并促進符合EN 55011 A類（歐盟）和FCC Part 15 A類（美國）規范（適用于連接到交流電網的系統）。其中，這些規范對注入電網的傳導輻射程度設定了限值。這種方法簡化了EMI濾波器的復雜性，使現成的方案成為適用的理想方案，從而達到本項目的目的。

圖2. 三相6開關拓撲結構，帶有功率因數校正（PFC）

的有源整流級，也被稱為PFC級。

雙有源全橋（DC-DC）

DAB的DC-DC級將含兩個全橋、一個25千瓦的隔離變壓器和一個初級側的外部漏電感，以實現零電壓開關（ZVS）（圖3）。在單變壓器結構中實現該轉換器有利于雙向運行。此外，具有單變壓器的轉換器的對稱性有助于化功率開關的ZVS的工作范圍，從而實現高能效。

這解決了該項目面臨的一個重大挑戰，化寬輸出電壓范圍（200 V至1000 V）的能效，使DC-DC的峰值目標能效達98%。該轉換器的工作頻率為100 kHz，這是個折衷方案，以將開關損耗以及將磁性元件的磁芯和交流損耗保持在合理的水平。

此外，該系統將在變壓器上運行磁通平衡控制，這種技術省去了在DAB移相結構中與變壓器一起工作所需的笨重的串聯電容器。在這快速充電器轉換器中，給定50 A的高均方根（RMS）工作電流、幾百伏的必要額定電壓和十分之幾微法的估計電容值，這種電容將在嚴格的要求下運行。以目前的現有技術，所有這些要求將導致一個大尺寸的電容器。因此，磁通平衡控制策略有助于減小系統的尺寸、重量和成本。

總的來說，DAB DC-DC轉換器為電動車快速充電器提供了一個全方位考慮的方案，它正在成為這新的快速充電器市場的一個典型方案。這種拓撲結構可以利用移相調制，在寬輸出電壓范圍提供高功率和能效。此外，開發人員可充分利用他們對傳統全橋移相ZVS轉換器的專知，因為這兩種系統之間有相似之處。

另一種方案是CLLC諧振轉換器，這是一種頻率調制拓撲結構，在有限的輸出電壓范圍內運行時，通常提供的轉換器峰值能效。這種轉換器是對LLC的改版，允許雙向工作。然而，控制、優化和調整CLLC以實現雙向功能，并在較寬的輸出電壓范圍實現高輸出功率可能會變得很麻煩，需要結合頻率調制和脈沖寬度調制。

圖3. 雙有源橋（DAB）DC-DC級。該系統含有兩個

全橋，中間有一個隔離變壓器。

工作電壓和功率模塊

AC-DC和DC-DC級之間的直流鏈路將在高壓（800 V）下運行，以減少電流值，從而化能效和功率密度。輸出電壓將在200 V至1000 V之間擺動（如前所述）。由于轉換器是基于兩級拓撲結構，因此需要1200-V的擊穿電壓開關才能在這樣的電壓水平上運行。

NXH010P120MNF1半橋SiC模塊（圖4）含1200 V、10 mΩ SiC MOSFET，是PFC級和DC-DC轉換器的骨干。該模塊具有超低RDS（ON），大大降低了導通損耗，且化的寄生電感降低開關損耗（與分立替代器件相比）。

圖4. NXH010P120MNF1 SiC模塊采用2-PACK

半橋拓撲結構和1200-V、10-mΩ SiC MOSFET，

用于實現AC-DC和DC-DC轉換器。

功率模塊封裝的卓越導熱性提高了功率密度（相對于分立SiC器件），減少了冷卻需求，并實現了小占位和強固的方案。SiC模塊成為一個重要元素，可在緊湊型和輕型系統的AC-DC和DC-DC級中分別實現》98%的能效。

此外，模塊賦能磁性元件縮減尺寸，適用于更高開關頻率，而減少的冷卻基礎架構要求有利于降低整個系統的每瓦成本。在25千瓦的電動車直流充電樁功率級中，在SiC模塊上使用基于風扇的主動冷卻，應足以有效地減少系統中的損耗。電容器和磁性元件的選擇旨在限度地減少其冷卻要求，同時滿足技術規范。

控制模式和策略

數字控制將運行系統，依靠強大的通用控制板（UCB），［3］它采用Zynq-7000 SoC FPGA和基于ARM的芯片。這樣一個多功能的控制單元有助于測試和輕松運行數字領域的多種控制方法——如單相移位、擴相移位和雙相移位，以及DAB變壓器上的磁通平衡——并處理所有板載和外部通信。將使用兩個UCB單元，一個用于PFC級，另一個用于DC-DC。

驅動器

門極驅動器對整個系統的性能和能效也至關重要。為了充分利用SiC技術，必須高效地驅動SiC MOSFET并確?？焖俎D換。與硅基器件不同，SiC MOSFET通常工作在線性區域（而不是飽和狀態）。在選擇適當的VGS時需要考慮的一個重要方面是，與硅基器件不同，當VGS增加時，即使在相對較高的電壓下，SiC MOSFET也仍會表現出RDS（ON）的顯著改善。［4］

為了確保的RDS（ON），并大大減少導通損耗，建議導通時使用+20 V的VGS。對于關斷，建議使用-5 V，這樣可以減少“關斷”過渡期間的損耗，并提高魯棒性，防止意外導通。

此外，高驅動電流是必要的，以實現適合SiC MOSFET的高dV/dt，這也有助于化開關損耗?？紤]到這一點，PFC和dc-dc級選用NCD57000 5-kV電隔離大電流驅動器。

該單通道芯片確保了快速開關轉換，源/汲電流+4-A和-6-A，并耐用，顯示出高共模瞬態抗擾度（CMTI）。由于采用了分立式輸出，導通和關斷的門極電阻是獨立的（圖5），允許單獨優化導通和關斷的dV/dt值并減少損耗。

圖5. 帶有DESAT保護和分立輸出的隔離

門極驅動器的簡化應用原理圖。

此外，片上的DESAT功能對于確保SiC晶體管所需的快速過流保護非常有利，其特點是短路耐受時間比IGBT更短。下橋驅動系統將復制上橋驅動系統，這是用于快速開關系統的高功率應用中經驗證的好的做法。

隔離和電路的對稱性（上橋和下橋）有助于防止來自不同的問題（EMI、噪聲、瞬態等），從而實現一個更強固的系統。+20-V和-5-V隔離偏置電源將由SECO-LVDCDC3064-SiC-GEVB提供，具有工業標準的引腳布局。

關鍵物料單

表1概述了將用于設計的關鍵半導體元件和功能塊。

表1. 25-kW電動車直流充電樁中采用的關鍵半導體元器件

整合一切

圖6顯示了上面介紹的所有系統器件如何在實際設計中組合在一起以提供一個完整的方案。圖7讓您很好地了解實際硬件的外觀。

PFC級位于DC-DC級的頂部，形成了一個緊湊而全面的結構。這些模塊的整體尺寸加起來為380×345×（200至270）毫米（長×寬×高），高度隨封裝的電感器件而異。終，這些25千瓦的單元可以堆疊在一起，在一個超快速的電動車直流充電樁中實現更高的功率水平。

后續部分簡介

在本系列文章的后續部分，我們將進一步詳細討論三相PFC級和DAB移相轉換器的開發，包括仿真和其他系統考量。將展示測試結果。

圖6. 25 kW電動車直流充電樁的框圖

圖7. 實際PFC（左）和dc-dc（右）級的3D模型。

SiC模塊位于每個散熱器下面。在這些模型中，

可以看到門極驅動電源、通用控制器板（UCB）和

無源塊。這些組件的其他視圖可以在以下

在線視頻中看到。