我聽說氮化鎵（GaN）和碳化硅（SiC）可以在不久的將來取代MOSFET和IGBT功率開關。它們更小更快的事實聽起來很棒，但與往常一樣，我懷疑沒有免費的午餐。在開始考慮在設計中使用GaN和SiC之前，我是否需要注意任何陷阱？

你沒聽錯。隨著能源效率變得越來越重要，GaN和SiC晶體管比當前的大功率開關技術更小、更快，看起來完全有望成為人們關注的焦點。但是，這不是一個直接的交換。選擇使用它們將對柵極驅動器電路的選擇產生影響，我現在將通過幾個示例進行解釋：

圖1所示電路顯示了一個電路，其中低壓微控制器與高壓域（包括輸出開關及其柵極驅動器）電氣隔離（出于安全原因）。更快的開關速度意味著更快的開關瞬變。例如，GaN功率系統的開關時間通常為5ns（比傳統的MOSFET系統快一個數量級）。假設典型的600V高壓軌，這會導致（600V/5ns）= 120kV/μs的開關瞬態。

圖1.典型的隔離式電源轉換器電路。

快速噪聲瞬變會破壞隔離柵上的數據傳輸，或者更糟糕的是，會導致毛刺，從而觸發兩個功率FET同時導通，從而觸發危險的電氣短路。為了防止這種情況的發生，對于使用典型120V高壓軌的設計，快速開關技術需要至少600kV/μs的柵極驅動器共模瞬變抗擾度（CMTI）。CMTI定義為施加在兩個隔離電路之間的共模電壓的最大容許上升或下降速率。單位通常為千伏/微秒。高CMTI意味著當隔離柵被高壓共模信號擊中時，隔離柵兩側的信號電平保持不變（在數據手冊限制范圍內）。

傳播延遲匹配

您需要注意的第二件事與開關的開/關時序有關。在圖2所示電路中，在任何情況下都不應兩個開關同時“導通”，因為這會導致短路類型（通常稱為直通）情況。

圖2.半橋推挽電路。

為了防止這種情況發生，設計必須允許少量的“死區時間”，其中兩個開關都處于“關斷狀態”。然而，GaN開關即使在反向偏置時也能繼續傳導一些電流。這會降低效率，因為在此期間并非所有功率都傳輸到負載。因此，在留下足夠安全的“死區時間”和由此導致的效率降低之間需要權衡。要達成最佳解決方案，需要了解各個柵極驅動器器件之間傳播延遲的可變性，稱為器件間（或具有多個通道的器件的通道間）傳播延遲匹配或偏斜。在設計此類電路時，具有盡可能低傳播延遲偏斜的柵極驅動器是最佳選擇，因為它有助于最大限度地減少死區時間，同時確保永遠不會發生“直通”情況。

兩全其美

您會很高興地知道，有一系列隔離式柵極驅動器IC可以解決這兩個問題。圖3所示為MAX22700D/MAX22702D的功能框圖。它們具有 300kV/μs 的最高可用 CMTI 水平。傳播延遲偏斜在室溫下僅為2ns（最大值），在-5°C至+40°C工作溫度范圍內為125ns（最大值），有助于最大限度地減少設計中的死區時間，從而提高效率。

圖3.MAX22700D/MAX22702D高CMTI隔離柵極驅動器。

這些器件的其他優點包括精密欠壓鎖定（UVLO），可確保多個器件并聯驅動開關在相同的啟動電壓下工作。在設置SiC晶體管的VGS時，這一點很重要。柵極驅動器公共引腳提供輸出選項：GNDB （MAX22700）、米勒箝位 （MAX22701） 和可調 UVLO （MAX22702）。此外，還提供差分（D版本）或單端（E版本）輸入版本。隔離柵的耐壓額定值為 3kVRMS，持續 60 秒，可提供穩健的性能。這些 IC 可以驅動具有不同輸出柵極驅動電路和 B 側電源電壓的 SiC 或 GaN FET。

審核編輯：郭婷