高頻共模電流、電壓和阻抗的測量（下）

概述

本文是采用反激式變換器測量高頻、共模 (CM) 電流、電壓和阻抗的系列文章之下篇。在本系列的三篇文章中， 上篇 介紹了輻射 EMI 的基本原理以及在反激式變換器拓撲中測量 CM 電流的傳統方法；中篇 介紹了解決CM 電流測量誤差的鐵氧體磁珠解決方案，以及如何測量 CM 阻抗；下篇將討論開關噪聲源效應，同時測量等效電壓源，并驗證提出的測量方法。

開關噪聲源效應

根據中篇介紹的 CM 阻抗測量方法，可以同理測量副邊開關噪聲源的影響。對降壓反激式變換器而言，原邊開關電壓的幅度較大，這意味著原邊的影響將明顯大于副邊。因此，我們在上篇中創建的輻射模型主要依賴于原邊噪聲源的影響。

圖 1 對原邊和副邊電壓源（分別為 VPRI 和 VSEC)產生的 CM 噪聲進行了比較。

圖 1：原邊與副邊電壓源效應比較

由于 VPRI 對 CM 噪聲的影響更大，因此可應用中篇介紹的輻射模型值，同時忽略 VSEC 源。

通過移除變壓器并根據 CM 模型測量原邊與副邊之間的阻抗，可以得到CM 路徑上的天線阻抗和其他阻抗。圖 2 顯示了這種阻抗測量方法。

圖 2：原邊與副邊之間的阻抗測量方法

測量阻抗時，建議在傳輸線上添加一個鐵氧體磁珠，以避免近場耦合的干擾。不過，在變換器不工作時，耦合的影響并不顯著。

圖 3 對 ZCMTRANS 集裝箱運輸 和 Z內銅銅茲納坦納之間的測量結果進行了比較。這些阻抗在 30MHz 和 100MHz 之間基本上為容性。另外，變壓器在高頻下的阻抗小于其他 CM 和天線阻抗之和。為有效降低輻射，建議在設計變壓器時降低等效噪聲源。這種方法比增加變壓器原邊與副邊之間的阻抗更有效。

圖 3：阻抗比較

反激式變換器中的 CM 噪聲電壓測量

對于反激式變換器，原邊與副邊之間的等效電壓源是輸入和輸出線之間 CM 噪聲的主要來源。 但是，用示波器的電壓探頭直接測量等效電壓源是不可行的，這主要基于以下幾個原因：

示波器的分辨率有限

當高頻與大振幅（例如數百伏）同時出現時，探頭的帶寬可能會降低，這將使高頻信號的測量變得更加復雜

因此，在直接測量 CM 噪聲時，當被測信號在毫伏范圍內（高達數百毫伏）時，可能會出現較大的相對誤差。

為計算原邊與副邊之間的等效電壓源， 必須在示波器前端安裝一個高通濾波器以濾除工頻分量。

測量設備也必須滿足以下三個條件，才能獲得準確的結果：

測量電路的輸入阻抗必須大于變壓器的CM阻抗或天線阻抗

高通濾波器的截止頻率應在幾MHz以內（測量30MHz以上的頻率時）

? 測量電路的輸出阻抗應明顯低于示波器的輸入阻抗

圖 4 所示為建議的測試裝置。其中，電壓探頭連接到原邊與副邊的地，用以測量兩邊的壓差 (V國 子) ；然后通過高通濾波器再連接至示波器。每條測試線上均放置鐵氧體磁珠以減少干擾。

圖 4：通過添加濾波器改善的高頻電壓測量電路

為了使測得的噪聲電壓 (V’國 子) 值更接近噪聲電壓源 (VCM)，可以在輸入和輸出線上均添加幾個鐵氧體磁珠，以最大限度地減少變壓器的 CM 阻抗和噪聲源之間的分壓（ 參見圖 5）。

圖 5：使用鐵氧體磁珠改善的高頻電壓測量方法

圖 6 對采用和不采用高通濾波器的測量結果進行了比較。沒有高通濾波器時，高頻電壓測量會被噪聲淹沒；有高通濾波器時則可以獲得更準確的結果。

圖 6：采用和不采用高通濾波器時的 CM 電壓測量結果比較

通過測得的 CM 電壓以及在中篇中獲得的 CM 阻抗，就可以預測變換器的 CM 電流，這也同時驗證了 CM 電流測試方法。

圖 7 在同軸線和輸入線添加或不添加鐵氧體磁珠的情況下，對CM 電流測量結果進行了比較；同時顯示出預測的 CM 電流。可以看出，添加鐵氧體磁珠后，CM 電流測試結果遵循預測結果。這進一步證實了這些高頻參數測試方法的準確性。

圖 7：添加或不添加測試同軸線和輸入線鐵氧體磁珠的 CM 電流測量比較

結語

在本系列的三篇文章中，我們深入探討了反激式變換器拓撲中的高頻、CM 電流、電壓和阻抗測量問題。通過回顧輻射 EMI 的基本原理并了解測量誤差的來源，我們成功得到了反激式變換器中的 CM 阻抗和 CM 噪聲電壓。總而言之，準確進行輻射 EMI 分析可以預防測量關鍵參數（包括電壓、電流和阻抗）時出現常見的錯誤。

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審核編輯：湯梓紅