前面的課程中我們已經對數字電源的控制核心與外圍電路進行了介紹，有漏掉或忘記了的朋友可以查看前面幾期課程復習哈，接下來我們就要開始對數字電源中常用的拓撲電路進行講解了。

提到電源拓撲，首先要說的就是移相全橋拓撲啦，它在隔離型DC-DC電源中應用十分廣泛，本期我們就對其電路構成與工作原理為大家進行介紹。拓撲構成

移相全橋拓撲采用移相控制方式，利用功率器件的結電容與諧振電感的諧振實現恒頻軟開關。

移相全橋有零電壓開關(ZVS)和零電壓零電流開關(ZVZCS)兩種實現方式。

ZVZCS由于結構復雜并不常用，因此本篇將重點介紹ZVS移相全橋電路。

ZVS移相全橋電路能夠有效降低功率管開關損耗，提高開關頻率，減小裝置體積。電路控制方式簡單，適用于多種輸入電源和負載類型。

其基本電路包括：原邊全橋電路、變壓器和副邊整流電路，參見下圖。常用副邊電路有全波整流電路（下圖(a)）與全橋整流電路（下圖(b)）。

全橋整流多適用于大功率場合，小功率場合可采用全波整流。

原邊全橋電路包含：

輸入直流源Vin、輸入電容Cin、功率開關管器件（Q1~Q4）以及諧振電感Lr，其中體二極管（D1~D4）以及寄生結電容（C1~C4）為功率開關器件的自有部分。

為抑制變壓器磁飽和，部分電路會在Lr后串聯隔直電容。

副邊電路包含：整流二極管（DR1~DR4）、濾波電感（Lf）、濾波電容（Cf）以及負載（Rd）。工作原理

▍PWM控制方式

移相全橋電路分為超前橋臂（Q1、Q2）與滯后橋臂（Q3、Q4），同一橋臂的上下兩個開關管輪流導通，實現控制。

移相角：對角兩個開關管的導通相位差（0°~180°）。可以通過控制移相角的大小改變原邊輸出電壓占空比，從而調節輸出電壓。

死區時間：同一臂上下兩管的開通與關斷之間的間隔時間。

為便于分析電路工作過程，我們做以下假設：

?功率開關管的寄生電容應滿足C1=C2=Clead，C3=C4=Clag；

?濾波電感足夠大，滿足Lf＞＞Lr/K2其中K為變壓器原副邊匝比；

?輸出濾波電容足夠大，其電壓可認為是恒壓源。

▍工作模態分析

移相全橋的一個周期中包含12個工作模態，下面以半個周期（t0~t6）為例進行講解，電路副邊為全波整流電路。

?工作模態1（t0~t1）：正半周期功率輸出模式

t0時刻Q1、Q4導通且VAB處于恒定狀態（VAB=Vin），原邊電流Ip經Q1、Lr、Q4向負載供電，同時給結電容C2、C3充電。

變壓器副邊DR1導通，DR2截止，DR1、Lf、Rd構成供電回路。

濾波電感Lf的電流在電壓VLf=Vin/n-V0的作用下線性增加。

?工作模態2（t1~t2）：超前橋臂諧振模式

在t1時刻Q1關斷，由于諧振電感Lr的存在，電流Ip不會突變，仍維持正向(A→B)流動，Ip從Q1中轉移到C1和C2支路中，對C1充電并對C2放電，C1、C2與Lr發生諧振。

由于C1、C2的作用，Q1零電壓關斷。?

由于諧振電感Lr和原邊等效濾波電感Lf串聯，因而電感很大，可認為原邊電流Ip近似不變，類似于一個恒流源。

?工作模態3（t2~t3）：原邊電流鉗位續流模式

t2時刻C1與C2充放電結束。此時C2兩端電壓為0，電流經D2續流，并將開關管Q2漏源極的電壓箝位為０，此時便可實現Q2的零電壓開通。

此時VAB為0，原邊電流Ip仍按原方向繼續流動，但是在不斷減小。

?工作模態4（t3~t4）：滯后橋臂諧振模式

t3時刻Q4關斷。Ip從Q4中轉移到C3和C4支路中，對C4充電并對C3放電，諧振電感Lr和C3、C4發生諧振。由于有C3和C4作用，Q4零電壓關斷。

此時AB之間電壓由0變為負（VAB=-VC4），副邊變壓器感應電動勢反向，使得整流二極管DR2導通，DR1和DR2同時導通后將變壓器的副邊線圈短路。在此過程中DR1中電流不斷減小，DR2中電流不斷增大。

?工作模態5（t4~t5）：諧振能量回饋電源模式

t4時刻C3與C4充放電結束。此時VAB=-VC4=-Vin,D3導通續流，將開關管Q3漏源極的電壓箝位為０，此時便可實現Q3的零電壓開通。

體二極管D2、D3續流，將諧振電感Lr所儲存的能量回饋給電源，變壓器原邊電流Ip線性減小。

?工作模態6（t5~t6）：原邊電流緩變模式

t5時刻Ip將為零后向負向增大。此時D2與D3關斷，Q2和Q3為原邊電流提供通路。

此時原邊電流仍不足以提供負載電流，副邊繞組還處于短接狀態。

因此原邊繞組電壓仍為零，電壓Vin全部施加在Lr兩端，反向線性上升。

直到t6時刻，DR1與DR2換流結束,DR1截止，隨后進入負半周期的功率輸出模式（Q2、Q3穩定導通）。

負半周的工作過程與正半周期類似，在此不做講解。關鍵問題分析

▍橋臂ZVS的實現

?超前橋臂的ZVS實現

超前橋臂實現ZVS比較容易，因為其電容充放電過程由Lr與原邊等效Lf共同完成。

由于原邊等效Lf很大，電流Ip近似不變，相當于恒流源，所以超前橋臂的并聯電容能夠迅速充放電，這樣即便在很寬負載電流下，也能實現ZVS。

同時，在PWM控制方法上要保證驅動信號的死區大于2CleadVin/Ip。

?滯后橋臂的ZVS實現

滯后橋臂ZVS過程中副邊處于短路狀態，Lf與變壓器原沒有聯系，只有Lr中的能量用來實現零電壓開關。

但是，由于Lr遠小于Lf，其儲存的能量有限，所以滯后橋臂的ZVS實現比較困難。

在變換器輕載或諧振電感較小時，若Lr中的能量無法滿足電容充放電需求，滯后橋臂將無法實現ZVS。

要實現滯后橋臂ZVS，必須滿足以下兩個條件：

?諧振電感儲能大于參與諧振的滯后橋臂的結電容儲能；

?滯后橋臂開關的死區時間應小于或等于四分之一諧振周期(Lr與充放電電容)。

▍副邊占空比丟失

ZVS移相全橋DC/DC變換器在滯后臂開關管關斷后會出現副邊占空比丟失現象。

此時原邊電流反向，負載電流進入換向階段，原邊電流較小，不能供給負載電流，導致變壓器副邊兩個整流管都導通，電壓被二極管鉗位至零電壓。

這個時間段內會出現部分電壓方波的丟失，如圖所示,Dloss=D-Deff。

影響占空比丟失的因素包括諧振電感、負載電流、變壓器變比和輸入電壓。

增大諧振電感會加劇占空比丟失，但減小諧振電感不利于滯后臂開關管的ZVS過程，因此需要選擇合適的Lr。

此外，減小變壓器變比也可減少占空比丟失，但會增大開關管通態損耗以及副邊整流二極管的耐壓。

▍變壓器磁芯飽和

在電路中，Q1、Q4導通時間不可能與Q2、Q3完全相同，其通態壓降也可能存在差異，所以變壓器原邊的電壓不是一個純粹的交流電壓，它含有直流成分，這會導致變壓器磁芯偏磁。

偏磁的積累將導致變壓器磁飽和，使變壓器不能正常工作，甚至造成元器件損壞。

在設計變壓器原邊電路時，在諧振電感后串接隔直電容可以防止變壓器磁飽和。該電容能夠自動消除正、反兩個方向伏秒面積的不同，使變壓器上只有交流電壓分量，抑制直流分量。

選擇電容時，建議其電壓降約為變壓器兩端電壓的10％。

▍副邊整流二極管電壓振蕩

原邊電流換向結束后，電源開始給負載供電，輸出整流二極管反向恢復。

此時，變壓器漏感、整流二極管結電容以及變壓器繞組電容之間會發生高頻諧振。

在整流管結電容充放電過程中，會出現寄生振蕩，導致整流管的電壓應力增加，縮短元件壽命，造成嚴重的電磁干擾。

為了減小副邊寄生振蕩，可以使用開關速度快、超快恢復、柔性系數大的二極管，或增加一些緩沖網絡（如RC、RCD吸收網絡）。

目前應用比較多的方法是在原邊增加二極管鉗位緩沖電路，它能抑制整流橋寄生振蕩，減小二極管兩端承受的尖峰電壓。

基于移相全橋電路開發的隔離型DC-DC電源在電力系統、工業測量系統、汽車電子裝置、化工電解電鍍、冶金、船舶以及軍工等領域均有應用。