過去，仿真的基礎是行為和具有基本結構的模型，它們主要適用于簡單集成電路技術中使用的器件。但是，當涉及到功率器件時，這些簡單的模型通常無法預測與為優化器件所做的改變相關的現象。現在，通過引入物理和可擴展建模技術，安森美(onsemi)使仿真精度進一步提升到更高的水平，此前我們為大家介紹了物理和可擴展仿真模型功能的相關內容，本文將繼續為大家介紹使用 Cauer 網絡仿真熱行為以及評估各項因素對開關損耗的影響。

使用 Cauer 網絡仿真熱行為

所有仿真模型都可以使用兩個（或更多）額外節點，借助熱電等效關系提供有關熱行為的信息。在此等效關系中，對于一個節點，電壓代表溫度，電流代表功率耗散。

圖 18. 內部熱電結構

將 Tcase 引腳連接到固定電壓源（應用的環境溫度或最高外殼工作溫度），我們可以獲得外殼和結之間的溫差。只需測量 Tj 引腳電壓即可獲得。（參見圖 19）

圖 19. 電-熱簡單方法

圖 20. 結到外殼的溫差

在上圖中（圖 20），我們使用電流脈沖來加熱芯片。我們可以看到結溫隨著時間和芯片中功耗增加而升高。通過觀察電流已經達到最大值時漏極-源極電壓的緩慢斜率或指數斜率，還可以了解 RDS(on) 隨溫度變化的情況。

在下一個練習中，我們將使用一個 D2Pack-7 引腳封裝的 SiC MOSFET，將其安裝在 1 平方英寸接地平面（用作散熱器）的印刷電路板 (PCB) 上。

較復雜的部分是找到代表此 PCB 散熱器動態性能的 Cauer 網絡（圖 21）。為了獲得此網絡，我們安森美使用有限元仿真工具對組裝進行建模，提取其性能數據及等效 Cauer 網絡。下面的原理圖給出了我們將使用的等效 RC 網絡。

圖 21. 1 平方英寸 PCB 的 Cauer 網絡

表 1 提供了 1 平方英寸 PCB 的網絡值。

表 1.1 平方英寸 PCB 散熱器的 Cauer 網絡值

然后，我們在仿真原理圖中加入該網絡，并將其與額外的“熱”節點連接，如圖 22 所示。

圖 22. Cauer 網絡仿真原理圖

現在，我們可以運行仿真并查看散熱器如何散熱。我們不僅可以讀取殼溫和結溫，還可以繪制仿真模型所提供的結和外殼節點的電壓曲線（參見圖 23）。

圖 23. 熱電仿真結果

柵極、驅動和電壓電平對開關損耗影響的評估

在本小節中，我們將采用具有不同封裝的同一芯片。為了評估封裝寄生效應的影響，我們將比較開關損耗。

眾所周知，雙脈沖測試儀（圖 24）可用來測量開關性能，它可以提取開關事件中的導通和關斷能量。由于續流大多存在于短路狀態，因此電流值在關斷事件和導通事件之間幾乎保持不變。

圖 24. 雙脈沖測試儀仿真原理圖

運行此測試儀仿真將獲得下面圖 25 中繪制的波形。

圖 25. 雙脈沖測試波形

為了測量開關損耗和所有參數（如導通延遲和上升時間等），我們使用下面圖 26 中所示的約定時序。

圖 26. 導通和關斷能量測量

我們可以直接在原理圖上使用一些其他公式計算損耗，并使用光標進行測量。但是，如需多次執行此操作，建議創建一個簡單的執行腳本。

我們將查看幾個柵極電壓最小值和最大值，以了解其在相同設置下對開關損耗的影響。

我們將不討論 RDS(on) 隨柵極電壓的變化——這部分在數據手冊的導通區域曲線圖中已涵蓋。

使用新一代 NTH4L022N120M3S（22 mΩ，1200 V，M3S）MOSFET 和 5 Ω 外部柵極電阻及 NDSH50120C（50 A，1200 V，D3）二極管，我們獲得下表中列出的數值。總線電壓設置為 800 V，電感電流為 40 A。表 2 顯示了如下結果。

表 2.不同柵極驅動電壓的導通和關斷能量

正如預期，在導通期間增加柵極電壓會降低導通損耗，對關斷損耗幾乎沒有影響。同樣與預期一致的是，在關斷期間提供負柵極電壓可降低關斷損耗，對導通損耗的影響可以忽略不計。

評估半橋結構對開關損耗的影響

在本小節中，我們將始終采用同一器件作為低壓側開關，改變高壓側器件，了解該高壓側器件如何影響低壓側器件的損耗。實際上，雙脈沖測試儀測量是在低壓側開關上進行的，因為驅動低壓側開關并在低壓側進行測量更容易實現，而在高壓側測量將獲得相同的結果。

通常，有兩種類型的 SiC 二極管：肖特基或 P-N 結。肖特基是分立器件，而 P-N 結是 SiC MOSFET 的體二極管（參見圖27）。我們將分析這兩種二極管類型的開關損耗。

圖 27. 半橋和四分之一橋結構

使用新一代 NTH4L022N120M3S（22 mΩ，1200 V，M3S）MOSFET，并采用相同的設置，5Ω 外部柵極電阻，總線電壓設置為 800 V，電感電流設置為 40 A，我們獲得表 3 中的結果。續流器件的半橋架構使用相同的器件，四分之一橋架構則使用新一代 NDSH50120C（50 A，1200 V，D3）。

表 3.相同芯片尺寸的導通和關斷能量（10 m，1200 V，M3S）

正如預期，使用 SiC 肖特基二極管，其電容和反向電流效應（或損耗）比 P-N SiC 體二極管恢復效應（或損耗）小得多，此時的 SiC MOSFET 開關損耗要低于使用一個獨立的 SiC 二極管。

評估封裝對開關損耗的影響

我們將查看采用不同封裝具有相同 RDS(on) 的器件的損耗。我們將采用半橋架構以及與之前相同的條件，在高壓側使用相同的器件。表 4 顯示了結果。

表 4.相同 RDS(on)（22 mΩ，1200 V，M3S）器件的導通和關斷能量

TO247-4L 封裝比較理想，具有低寄生損耗。但是，由于 D2Pak-7L 的寄生（或引腳 + 鍵合）電感比 TO247-4L 小，特別是在漏極側，這些較低的電感會導致導通期間的漏極電流增加得更快，漏極-源極電壓下降得更慢，所以導致 D2Pak-7L 的損耗將更高。

數據手冊值高于此處的測量值，因為實際測試設置比這個簡易仿真中的寄生效應更多，所有額外的寄生效應都會影響導通和/或關斷期間的損耗。

審核編輯：湯梓紅