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過去，仿真的基礎是行為和具有基本結構的模型，它們主要適用于簡單集成電路技術中使用的器件。但是，當涉及到功率器件時，這些簡單的模型通常無法預測與為優化器件所做的改變相關的現象。現在，通過引入物理和可擴展建模技術，安森美(onsemi)使仿真精度進一步提升到更高的水平，此前我們為大家介紹了物理和可擴展仿真模型功能以及使用Cauer網絡仿真熱行為及評估各項因素對開關損耗的影響，本文將為大家帶來使用物理和可擴展仿真模型進行拓撲分析。

飛跨電容升壓

在圖28中，飛跨電容升壓(FCB)是一種用于太陽能應用的拓撲結構。由于面板輸出電壓隨功率而增加，因此使用的標稱電壓在1000V以上，而 1200V器件額定電壓不足以在這些情況下提供安全裕量。如果無法獲得額定電壓較高的器件或其效率較低時，堆棧拓撲通常可以解決這一問題。FCB就是其中的一種。它具有單輸入和輸出電壓的優勢——不需要使用復雜或額外的平衡回路來控制中點電壓以獲得分總線電壓。

圖28.飛跨電容升壓原理圖

達到穩態后，我們可以使用圖29至31中的結果分析該工作點的幾個參數。

圖29.飛跨電容升壓開關電流波形

圖30.飛跨電容升壓電容電流波形

圖31.飛跨電容升壓電容電壓波形

我們可以局部放大MOSFET和二極管的導通與關斷。

圖32.飛跨電容升壓開關導通和關斷電流波形

圖33顯示QL和QH在導通時出現明顯的電流尖峰。這種存儲在SiC二極管肖特基勢壘中的電容能量看起來像是一種反向恢復。我們使用2.5Ω 外部門極電阻，在QL和QH導通和關斷時的dV/dt和di/dt會非常高。通過增加外部柵極電阻，我們將限制這些現象，但會增加導通持續時間（和關斷持續時間，如果導通和關斷使用相同的電阻，如本仿真原理圖所示）和導通損耗（和關斷損耗）。這始終是一種折衷方案。

利用熱電仿真模型獲得熱電等效性，可以直接獲取器件的平均功率損耗。如我們所知，在這種等效關系中，電流代表功率（而電壓代表溫度）。因此，測量從TCase引腳流出的電流將可提供功率流。作為器件熱阻抗模型的內部Cauer網絡充當“非常”低通濾波器，對該功率流進行濾波。因此，如果我們構建一個DC-DC功率級，在“長時間”尺度（大多數時間為1毫秒左右）上進行仿真，可以得出每個有源元件的平均功率損耗。

讓我們看一下這個飛跨電容升壓的效果。

圖33.使用“TCase”引腳電流/功率流和結溫升高測量損耗

Tj曲線在導通和關斷時突然升高。所有有源器件的損耗和Tj都不相同，因為飛跨電容電壓值不等于輸出電壓值的一半。這也是電感電流不是鋸齒狀的原因（圖33）。

我們使用不同的外部柵極電阻值（Rg=2.5Ω；5Ω；10Ω）。圖34和表5 顯示了MOSFET導通期間對電流尖峰的影響。

圖34.飛跨電容升壓MOSFET導通電流波形局部放大

（使用不同的外部柵極電阻）

深色曲線為Rg=2.5Ω時；中色曲線為Rg=5Ω時；淺色曲線為Rg=10Ω時。

表5.不同外部柵極電阻的電流尖峰值

圖35顯示了使用Rg=10Ω的電阻對損耗和結溫上升的影響。

圖35.高外部柵極電阻下的損耗和結溫升高

對于圖35中Rg=10Ω時的損耗和結溫上升，我們使用與圖33中Rg=2.5Ω時相同的坐標刻度。我們可以比較二極管負尖峰降低和開關時間延長對損耗和結溫上升的影響。由于存儲在二極管中的電容能量會在 MOSFET中耗散，因此二極管不受外部柵極變化效應的影響。兩種情況下的損耗和結溫上升相同。但是，正如預期的那樣，Rg=10Ω時較長的換向持續時間會導致兩個MOSFET的損耗增加和結溫上升。溫度差異約為1°C，損耗差異約為2至3W。

I型與T型中性點箝位

能源基礎設施中的許多應用廣泛使用這兩種類型（或三種，若考慮A-NPC）的開關單元，如圖36所示。

圖36.I-NPC（灰色表示A-NPC）和T-NPC單元

借助仿真，我們可以對其進行比較并提取不同工作點的性能參數。

這里，我們將在降壓級（針對逆變器應用）比較這三種結構，該降壓級的工作電壓從400V降至至200V，電流為20A。為了加快仿真速度，我們將在DC-DC中運行各單元，因此只有高壓側開關在工作。我們將使用自振蕩控制來避免反饋回路穩定性問題，并在100kHz開關頻率附近工作。這樣，將在2個周期內達到一個幾乎穩定的點。然后，運行仿真以達到熱平衡，這需要花費更長時間，因為熱阻抗是非常低的時間常數。

可以采用兩種柵極驅動策略：首先，使用MOSFET體二極管在中性箝位分支中進行續流，其次，通過用于主開關的互補開關信號（表6中的 SR T-NPC）驅動該續流MOSFET。我們將嘗試不同的結構，采用不同代技術的二極管和MOSFET。

我們的第二代650V SiC MOSFET(M2)不能用于在如此高的開關頻率下運行，而我們的第三代(M3S)完全可以。因此，我們預計650V M2的損耗高于1200V M3S。

表6.不同中性點箝位設置的導通和關斷能量

如果我們分析表6中的結果，A-NPC雖然有恢復損耗，但壓降低于肖特基，它并不會帶來更高的效率。兩者之間的更優選擇仍然是I-NPC。這種折衷還取決于開關頻率，即90kHz，在更低開關頻率下，較佳選擇則可能是A-NPC。

由于存在SiC MOSFET的P-N結體二極管，即使我們使用M3S器件，在關斷期間不驅動中性箝位器件的T-NPC也會產生糟糕的結果。但是，如果我們像驅動同步整流器(SR T-NPC)一樣驅動SiC MOSFET，則M3S 可獲得良好的效率，而M2則由于高頻性能較差使得效率更低。SR T-NPC單元結構很受歡迎，它具有良好的性能，并且與I-NPC或A-NPC需要六個器件相比，只需四個器件，因此在新設計中被廣泛采用。

6-Pack升壓有源前端

在快速直流充電中，當功率流為雙向時，通常使用6-Pack升壓（圖 37）作為有源前端或功率因數校正器。

圖37.6-Pack升壓功率級

控制涉及D-Q變換。可以加入或激活三次諧波注入，用于降低總線電壓或調制指數，以分析對總損耗的影響。我們還實施了前饋操作，盡可能減少反饋效應，從而根據輸入電壓和理論輸出值預測工作占空比（圖41和42）。因此，控制環路僅補償動態效應（如溫度、色散和延遲等）以及理論輸出電壓與瞬時輸出電壓之間的不匹配。我們使用正弦波脈沖寬度調制(SPWM)來生成每個占空比。這不是最有效的方法，但易于實現。此外還需要一個簡單的雙斜坡鋸齒信號，為所有帶有簡單比較器的開關進行雙邊沿對稱調制。

由于該拓撲是雙向的，因此無不連續模式有利于補償器設計。我們在外部輸出電壓控制環路中配置了一個PI補償器。對于兩個內部電流環路，我們還為直接和二次成分應用了PI補償器。圖40顯示了反饋誤差和歸一化控制變量，無論有沒有三次諧波，它們都是相同的。

圖38.無三次諧波注入的輸入和輸出波形

圖39.有三次諧波注入的輸入和輸出波形

圖40.控制變量和誤差變量。控制和誤差不受三次諧波的影響

我們將在此示例中使用歐洲電網平均電壓值（230VAC，50Hz）。輸出電壓為950VDC，輸出功率為52kW（圖38和39）。

我們添加了一些寄生元件，其實際值取自升壓電感和輸出電容的元件數據手冊。對于SiC MOSFET，每個位置都使用新一代22mΩ 1200V M3S TO247-4L(NTH4L022N120M3S)器件。如果并聯使用多個器件，我們可以將其組合到一個子電路中，以便重復使用該原理圖。這也提供了靈活性，如果我們希望針對不同的輸出功率嘗試并聯1個、2個或更多個開關并找到優化配置，就可以更快速地更改開關配置。例如，附錄中的原理圖使用了三個并聯器件。

此處的目的是研究碳化硅MOSFET的開關性能并提取系統損耗。我們將分別在無三次諧波注入和有三次諧波注入的情況下進行此分析。