本文介紹了針對電機驅動進行優化的全新1200 V IGBT和二極管技術。該IGBT結構基于全新微溝槽技術，與標準技術相比，可大幅減少靜態損耗，并具備高可控性。而二極管因為優化了場截止設計，其振蕩發生的可能性大幅降低。在功率模塊中，IGBT和二極管的出色性能可帶來更高的電流密度和更大的輸出電流。不僅如此，通過將功率模塊的最高結溫提升到175 °C，輸出電流可增加50%以上。

引言

在現代功率半導體器件中，提高開關速度、開關頻率和功率密度是大勢所趨。然而，由于不同具體應用對器件性能需求有差異，在某些應用中，對制衡開關速度的其他性能，有更高優先級的需求。就電機驅動應用特性而言，由于電機和電纜的固有隔離，導致其面臨著開關速度受限的嚴重挑戰。即開關斜率（dv/dt）被限制在2 - 10kV/μs的范圍內，典型目標為5kV/μs。此外，用戶采用的典型開關頻率（fSW）也低于8kHz。這兩點改變了器件開發時參數優化的優先級，快速開關和高開關頻率需求的重要性有所減弱。簡而言之，對電機驅動而言，降低靜態損耗成為了功率半導體的發展重點，開關損耗變得次要了。

本文圍繞英飛凌IGBT7和EmCon7展開分析和討論。主要基于三個基本概念：首先，IGBT7技術可最大限度地減少靜態損耗，同時提高開關參數的可控性，實現應用所需的最優特性；其次，全新EmCon7能夠實現更干凈的開關，即減少振蕩，同時降低功率損耗；第三，則是基于優化功率模塊設計，將暫態的最高允許結溫（TJ）提高至175°C時，使IGBT和二極管能夠滿足實際應用的過載運行需求?；谶@些IGBT和二極管概念，本文介紹了在設計過程中，對器件性能調節的思路，展示了IGBT和二極管之間潛在的相互依賴關系，指出了它們給電機驅動應用帶來的主要優勢。最后，本文還著重說明了IGBT7與標準技術相比所做的改進，并進行了全面比較（找元器件現貨上唯樣商城）。

IGBT7技術介紹

本章節將圍繞IGBT7技術展開介紹、討論和分析。IGBT7采用了基于新型微溝槽（MPT）的IGBT結構。它采用基于n-摻雜的襯底的典型垂直IGBT設計，p基區內的n型重摻雜構成了發射極接觸結構。通過在電隔離的溝槽刻蝕接觸孔，確定了溝道和柵極。在n-襯底的底部，通過p+摻雜實現了集電極區。在n-襯底和和p+之間，通過n+摻雜實現了場截止（FS）結構。它可以使電場急劇下降，同時會影響器件的靜態和動態特性。

圖1 MPT結構示意圖及其采用的溝槽設計：有效溝道溝槽（中），無效的柵極溝槽（左上）以及發射極溝槽（左下）

不同于IGBT4等主流器件，IGBT7里的溝槽有多種形式：其中最常見的是作為有源柵極使用。在這種情況下，柵極電壓施加到溝槽，在溝槽兩側形成導電溝道。其次，MPT結構還能夠實現發射極溝槽和偽柵極，兩者都是無效溝槽。對于發射極溝槽來說，溝槽直接接到發射極電位。對于偽柵極來說，柵極電壓施加到溝槽。但是因為這些溝槽周圍沒有發射極接觸結構，二者均無法形成導電溝道。這三種溝槽單元類型能夠精細化定制IGBT。

通過增加有源柵極密度，能夠增加單位芯片面積上的導電溝道。一方面,由于器件輸出特性曲線更陡，可降低靜態損耗。另一方面，更高的有源柵極密度，可能導致短路耐受性降低。而如果使用發射極溝槽和偽柵極，情況將有所不同。增加的無效溝道密度減少了有效導電溝道的數量，抵消了上述影響。除此之外，發射極溝槽和偽柵極改變了芯片的電容耦合。具體來講，單位芯片面積上的的偽柵極與有源柵極數量增加，使得柵極-發射極電容（CGE）增加。反之，更多的發射極溝槽導致集電極-發射極電容（CCE）增加。于是，發射極溝槽的數量相比有源柵極和偽柵極的數量確定了集電極-柵極電容（CCG），即米勒電容?？偠灾?，開關參數，尤其是IGBT7的可控性直接取決于所選設計，即取決于有源柵極、偽柵極和發射極溝槽的數量。

圖2不同單元設計對應的IGBT7動態折衷曲線（TJ= 175 °C時的Etot和TJ= 25 °C時的dv/dtmax,ON）。驅動器應用的dv/dtmax,ON= 5 kV/μs由虛線突出表示。插圖：不同器件設計的電容CCG，CGE與CΣ比值。

通過柵極電阻控制dv/dt會影響總損耗（Etot），并導致Etot隨dv/dt降低而增加。器件設計對可控性的影響的進一步分析可見圖2，圖2顯示了四種元胞設計的EtotVS dv/dt曲線，即額定電流（Inom）下，TJ= 175 °C時的導通損耗（EON）、關斷損耗（EOFF）和恢復損耗（EREC）的總和，對比在0.1·Inom，TJ=25°C時，開通過程的最大電壓斜率（dv/dtmax,ON）。dv/dtmax,ON之所以在0.1·Inom和TJ= 25 °C條件下進行測量，因為最陡的dv/dt通常是在這些運行條件下觀察到的。RG取值從高dv/dtmax,ON下的小RG值到低dv/dtmax,ON下的大RG值之間變化。通過比較這四種元胞設計，我們可以清楚地發現，只有設計1提供了13kV/μs的dv/dtmax,ON可控范圍，同時Etot增加不到25%，這也是目前關鍵應用范圍內最低的Etot。在較大的dv/dtmax,ON下，設計2和4可提供類似的Etot，但是dv/dtmax,ON都大于5kV/μs。在這兩種設計中，CCG的影響尤為明顯：盡管CGE/CΣ（CΣ= CGE+ CCG+ CCE）的比率相同，但設計4的CCG只有設計2的一半。因此，CCG是影響可控性的主要因素。另一方面，設計3能夠提供高可控性且dv/dtmax,ON的變化范圍廣，但在相同的dv/dtmax,ON變化范圍內，如2-10kV/μs之間，設計3的Etot明顯大于設計1。設計3的這種表現，是因為其有源柵極密度高于設計1，而CCG低于設計1。因此，設計3也無法滿足目標應用的要求。本文僅建議在電機驅動應用中采用設計1，即IGBT7的目標設計。

圖3 VDC= 600 V，TJ,max時，IGBT4和IGBT7的開關曲線。其中，綠色代表IGBT4，藍色代表IGBT7；開通以細線表示而關斷以粗線表示；虛線對應于VCE，實線對應于IC/Inom。插圖為TJ= 150和175 °C，VDC= 800 V時的IGBT7短路開關曲線。

現在，我們將重點放在IGBT7的目標設計上，人們可能會產生疑問：如何通過提高可控性來影響開關特性和短路魯棒性？圖3顯示了IGBT7以及主流的參考器件（IGBT4）的開關曲線。兩個器件均在600 V直流母線電壓（VDC）和相等的L·Inom下工作。選取合適的RG，使兩個器件均滿足TJ= 25 °C，0.1·Inom時dv/dtmax,ON= 5 kV/μs。兩個器件均顯示出干凈的關斷曲線，不過IGBT7的的過壓峰值（Vpeak）較小。導通時也是如此，二者均未顯示出振蕩特性。IGBT7的峰值電流比IGBT4更明顯，但是電壓下降更快。這兩種效應都與IGBT7可控性的改善有著直接關系，可解釋如下：開關期間，內部電容耦合導致器件的dv/dt可控。開關即將結束時，發生電荷再分配，從而導致明顯的第二次電流峰值。在此期間，電壓斜率減小并且出現上述電壓拖尾，這與二極管性能無關，也與寄生導通效應無關。圖3的插圖顯示了IGBT7的短路開關曲線。顯然，IGBT7提供了干凈的短路開關，即使在TJ= 175 °C時，也可承受標準的短路時間，如在TJ= 150和175 °C時短路時間分別為8和6 μs。

圖4不同溫度條件下IGBT4和IGBT7的折衷曲線圖。插圖：IGBT4和IGBT7在TJ= 25和150 °C時Etot和IC/Inom的對比。

圖4顯示了IGBT4和IGBT7折衷曲線。分別給出了Inom下，TJ= 25 - 150 °C和TJ= 25 - 175 °C（以25 °C為步長）期間的集電極-發射極飽和壓降（VCEsat）VS EOFF曲線。TJ= 150 °C時，IGBT7的靜態損耗比IGBT4小500 mV，而EOFF區別較小。因此，在動態損耗相當的情況下，IGBT7的靜態損耗明顯更小。這突顯出了新元胞設計的優點。MPT結構允許大大提高器件漂移區載流子濃度，在保持類似關斷性能的同時，實現了極低的靜態損耗。圖4的插圖顯示了TJ= 25和150 °C，dv/dtmax,ON= 5 kV/μs時，IGBT4和IGBT7的Etot與工作電流的關系。兩種組合都顯示出Etot典型的拋物線特性。特別是在TJ= 150 °C時，IGBT7和IGBT4的Etot最大偏差小于15%。因此，由于靜態損耗顯著降低，IGBT7在典型應用條件下具有明顯優勢。

EmCon7技術介紹

在深入了解了IGBT7技術后，本文接下來將重點放在新一代二極管上。如圖5所示，EmCon7的設計基于垂直PIN二極管結構。低摻雜（n-）襯底形成PIN二極管的漂移區，頂部的p摻雜區形成二極管的陽極結構。底部有一個更強的n摻雜（n+）區，形成了二極管的陰極。在n-漂移區和n+陰極區之間，合適濃度的n型摻雜實現了FS結構。

圖5基于PIN結構的二極管設計示意圖

我們都知道，器件的阻斷電壓（VR）和關斷軟度很大程度上受FS設計的影響。為了研究FS和二極管性能的相互作用，本文將圍繞三種設計展開分析，并與主流的EC4二極管進行性能比較。所選FS設計思路如下：FS設計1和FS設計2處于同一個設計折衷曲線。其中，FS設計1是最激進的設計，它結合了更高的阻斷電壓和更低的軟度。FS設計2對應于傳統方法，能夠提供適度的阻斷電壓和軟度。FS設計3是一種優化型設計，可在相同的阻斷電壓下，實現更高的軟度，從而實現新的折衷曲線。

圖6：左：VDC≤ 900 V，1/10 · Inom且TJ= 25 °C時，EC4與三種研究FS設計的開關曲線。右：與EC4相比，不同FS設計的VR。

為了研究FS設計和性能之間的影響，本文對三種設計的開關曲線展開了分析。圖6顯示了基于三種不同設計的新的二極管與EC4相比的二極管恢復特性。對二極管來說，高VDC是最嚴酷的開關條件。這時二極管的軟度達到最低，可能導致開關期間產生更嚴重的振蕩和更高的Vpeak。因此，測量時，VDC增至900V，所有二極管在TJ= 25 °C，二極管電流（Id）為1/10 · Inom時開關。測試采用的L·Inom= 8000 nHA。圖6顯示了開關曲線（左），以及與EC4技術相比，上述設計的最大阻斷電壓（右）。EC4在振蕩和過壓方面表現出良好的開關特性。盡管出現了過電壓，但過電壓峰值小于60V，因此避免了損壞二極管。只有在電流換向的最后，才在拖尾電流區域中看出輕微的振蕩。參考EC4的特性，對上述FS設計的評估總結如下：FS設計1開關性能最差。與EC4的尖峰電壓相比，其Vpeak增加了一倍以上，劇烈的關斷振蕩不僅發生在拖尾電流中，同時還發生在清除二極管電荷載流子后。除此之外，有必要說明的是，由于可能的過電壓損壞，器件無法在VDC=900V下工作。因此，我們僅對FS設計1分析到VDC= 800 V。FS設計2提供的開關特性幾乎與參考器件一致。它出現了較小的Vpeak，僅在拖尾電流中發生關斷振蕩。關斷振蕩的幅度也與參考器件相當。FS設計3展示出了最出色的開關性能，而且要比參考器件更好。在開關過程中，沒有觀察到關斷振蕩和明顯的Vpeak。從這個角度來看，FS設計3是EC7的目標設計。

圖6顯示了研究中的不同FS設計和EC4最大阻斷電壓的對比（右）。與EC4相比，FS設計1阻斷電壓增加了85 V，其他兩種設計的阻斷電壓幾乎相同。由此，我們可以將觀察到的開關特性差異，闡述如下：與FS設計2相比，FS設計1的空間電荷區明顯地穿通到FS區中。因此阻斷電壓增加，同時導致振蕩加劇。因此，通過調節FS設計在折衷曲線上位置，器件性能便從高阻斷電壓和低軟度變為低阻斷電壓和高軟度。如FS設計3所示，利用偏移的折衷曲線，軟度甚至在阻斷電壓略有增加的情況下有所改善。圖7顯示了TJ= 25 °C，VDC= 300, 600, 800,和900V，1/10 · Inom時，EC4和EC7的開關曲線。和預期一樣，不論在何種情況下，EC7都提供了更軟的開關和更低的Vpeak。

圖7 VDC= 300, 600, 800及900 V，1/10 · Inom，TJ= 25 °C時，EC4和EC7的開關曲線。

圖8顯示了EC4和EC7的折衷曲線。EC4和EC7在不同Inom下的正向電壓（Vf），分別在TJ= 25 - 150 °C和TJ= 25- 175 °C（步長25 °C）的溫度范圍內顯示。同時給出了在對應Inom和溫度范圍的EREC。此外，通過選擇合適的Rg，EREC在dv/dtmax,ON= 5 kV/μs進行測試。通過比較這兩種二極管技術，我們發現TJ≥ 150 °C時，EC7的靜態和動態損耗要低于EC4。盡管EC7在TJ= 25 °C時，靜態損耗略大，但在TJ≤ 50 °C時，觀察到折衷曲線的交叉點。因此，在典型的應用范圍內，EC7技術在靜態損耗和EREC方面要優于EC4技術。插圖顯示了測得的EC4、EC7以及上述FS設計的Vpeak（色碼與圖6相同）。這些結果再次突顯了與所選FS研究設計以及EC4技術相比，EC7技術的性能優勢。

圖8 Inom下顯示了的EREC和Vf的EC4和EC7技術的折衷曲線。插圖：ID = 1/10 · InomTJ= 25 °C，不同VDC下的EC4, EC7以及另外兩個FS設計的Vpeak。

審核編輯 黃宇