引言：EV和充電樁將成為IGBT和MOSFET最大單一產業鏈市場！EV中的電機控制系統、引擎控制系統、車身控制系統均需使用大量的半導體功率器件，它的普及為汽車功率半導體市場打開了增長的窗口。充電樁中決定充電效率和能量轉化的關鍵元件是IGBT和MOSFET。在各類半導體功率器件中，未來增長最強勁的產品將是MOSFET與IGBT模塊。

MOSFET和IGBT區別以下內容主要是關于MOSFET和IGBT的區別，包括它們各自的優缺點和結構差異，如何選擇MOSFET或IGBT等。另外，二極管恢復性能是決定MOSFET或IGBT通態開關的首要因素損耗，因此還討論了二極管恢復對硬開關拓撲的影響。

MOSFET和IGBT的概念

場效應管主要有兩種類型，分別是結型場效應管（JFET）和絕緣柵場效應管（MOS管）。

MOS管即MOSFET，中文全稱是金屬-氧化物半導體場效應晶體管，由于這種場效應管的柵極被絕緣層隔離，所以又叫絕緣柵場效應管。MOSFET又可分為N溝耗盡型和增強型；P溝耗盡型和增強型四大類。

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)，絕緣柵雙極型晶體管，是由晶體三極管和MOS管組成的復合型半導體器件。

IGBT作為新型電子半導體器件，具有輸入阻抗高，電壓控制功耗低，控制電路簡單，耐高壓，承受電流大等特性，在各種電子電路中獲得極廣泛的應用。

二、MOSFET和IGBT的功率區別

IGBT可以提供很大的功率、電流和電壓，但是頻率并不太高。目前的IGBT硬開關速度可以達到100KHZ，已經不錯了。但是，相對于MOSFET的工作頻率來說還是杯水車薪，MOSFET可以工作到幾百KHZ、MHZ，甚至幾十MHZ的射頻產品。

MOSFET VS IGBT

三、MOSFET和IGBT的優缺點

3.1 MOSFET

MOSFET 是一個三端（柵極、漏極和源極）全控開關。柵極/控制信號發生在柵極和源極之間，其開關端為漏極和源極。柵極本身由金屬制成，使用金屬氧化物與源極和漏極分開。這可以減少功耗，并使晶體管成為用作電子開關或共源放大器的絕佳選擇。

為了正常工作，MOSFET 必須保持正溫度系數。這意味著幾乎沒有熱失控的機會。通態損耗較低，因為理論上晶體管的通態電阻沒有限制。此外，由于 MOSFET 可以在高頻下工作，它們可以執行快速開關應用而關斷損耗很小。

MOSFET 的種類很多，但最能與 IGBT 相媲美的是功率 MOSFET。它專為處理重要的功率水平而設計。它們僅在“開”或“關”狀態下使用，這導致它們成為使用最廣泛的低壓開關。與 IGBT 相比，功率 MOSFET 在低電壓工作時具有換流速度更快和效率更高的優點。

更重要的是，它可以維持高阻斷電壓并保持高電流。這是因為大多數功率 MOSFET 結構都是垂直的（不是平面的）。它的額定電壓是N-外延層的摻雜和厚度的直接函數，它的額定電流與溝道的寬度有關（溝道越寬，電流越高）。由于其效率，功率 MOSFET 用于電源、dc/dc 轉換器和低壓電機控制器。

3.2 IGBT

IGBT也是一個三端（柵極、集電極和發射極）全控開關。它的柵極/控制信號發生在柵極和發射極之間，其開關端子是漏極和發射極。它結合了 MOSFET 中的簡單柵極驅動特性和雙極晶體管的高電流和低飽和電壓能力。它通過使用隔離柵場效應晶體管作為控制輸入，使用雙極功率晶體管作為開關來實現這一點。

更重要的是，IGBT專門設計用于快速開啟和關閉。事實上，它的脈沖重復頻率實際上進入了超聲波范圍。這種獨特的能力是為什么 IGBT 經常與放大器一起使用，以利用脈寬調制和低通濾波器合成復雜波形。它們還用于在粒子和等離子體物理學等領域產生大功率脈沖，并在電動汽車、火車、變速冰箱、空調等現代電器中發揮作用。更多詳細信息，請參閱本文“ MOSFET 與 IGBT ”。

四、MOSFET和IGBT的應用特點

至于它的應用，根據它的特點：MOSFET用于開關電源（可以看這篇論文《大功率可調開關電源的工作原理》，鎮流器，高頻感應加熱，高頻逆變焊接機、通訊電源等高頻電源，IGBT專注于焊接、逆變器、逆變器、電鍍電源、超音頻感應加熱等領域。

開關電源 (SMPS) 的性能在很大程度上取決于功率半導體器件的選擇，即開關和整流器。

MOSFET開關電源

雖然對于選擇 IGBT 或 MOSFET 的問題并沒有全面的解決方案，但比較 IGBT 和 MOSFET 在具體 SMPS 應用中的性能，仍然可以確定關鍵參數的范圍。

MOSFET 和 IGBT 中的 V 傳導損耗

除了 IGBT 壓降更長之外，IGBT 和功率 MOSFET 的導通特性非常相似。從基本的 IGBT 等效電路（見圖 1）可以看出，PNP BJT 集電極基區的少數載流子完全調整所需的時間導致電壓拖尾電壓的出現。

圖 1：IGBT 等效電路

這種延遲會導致準飽和效應，因此集電極/發射極電壓不會立即降至其 VCE (sat) 值。當負載電流從封裝的并聯、反并聯二極管切換到 IGBT 的集電極時，這種效應還會導致 ZVS 情況下的 VCE 電壓升高。

IGBT 數據表中列出的 Eon 能耗是每個轉換周期的 Icollector 和 VCE 乘積的時間積分，單位為焦耳，并且包含與等級飽和相關的額外損耗。它進一步分為兩個Eon能量參數，Eon1和Eon2。Eon1 不包括與硬開關二極管損耗相關的功率損耗，而 Eon2 包括與二極管恢復相關的硬開關開通能量，可以通過恢復與二極管封裝二極管相同的二極管來測量。

通常，Eon2 測試電路如圖 2 所示。IGBT 通過使用兩個脈沖打開和關閉來測量 Eon。第一個脈沖將增加電感電流以達到所需的測試電流，然后第二個脈沖將測量測試電流在二極管上恢復時的 Eon 損耗。

圖 2：典型的導通能量 Eon 和關斷能量 Eoff 測試電路

Eon 開關損耗由柵極驅動電壓和阻抗以及硬開關導通時整流二極管的恢復特性決定。對于傳統的CCM升壓PFC電路，升壓二極管恢復特性在Eon(on)能耗控制中極為重要。除了選擇具有最小 Trr 和 QRR 的升壓二極管外，確保二極管具有軟恢復特性也很重要。柔軟度，即 tb / ta 的比率，對開關器件產生的電噪聲和電壓尖峰有相當大的影響。

一些高速二極管在時間 tb 期間 IRM (REC) 的電流下降率 (di/dt) 很高，從而在電路的寄生電感中產生高電壓尖峰。這些電壓尖峰會導致電磁干擾 (EMI)，并可能導致二極管上的反向電壓過高。

在全橋和半橋拓撲等硬開關電路中，采用 IGBT 封裝的封裝是快速恢復晶體管或 MOSFET 體二極管。當相應的開關導通時，二極管有電流流過，二極管的恢復特性決定了Eon損耗。因此，選擇具有快速體二極管恢復特性的 MOSFET 非常重要。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復特性比目前業界使用的分立二極管要慢。因此，對于硬開關 MOSFET 應用，體二極管通常是決定 SMPS 工作頻率的限制因素。

通常，選擇 IGBT 封裝二極管以匹配其應用，具有較低正向傳導損耗的較慢超快二極管和較慢的低 VCE (sat) 電機驅動 IGBT 封裝。相比之下，軟恢復超快二極管可以與高頻 SMPS2 開關模式 IGBT 組合進行封裝。除了選擇合適的二極管外，設計人員還可以通過調整柵極驅動導通源阻抗來控制 Eon 損耗。降低驅動源阻抗將增加 IGBT 或 MOSFET 的開/關并降低 Eon 損耗。Eon 損耗和 EMI 需要妥協，因為更高的 di/dt 會導致電壓尖峰，增加輻射和傳導 EMI。為了選擇正確的柵極驅動阻抗以滿足開通 di/dt 要求，可能需要對電路進行內部測試和驗證。

圖 3：MOSFET 傳輸特性

假設 FET 電流在導通時上升到 10 A，則柵極電壓必須從 5.2 V 過渡到 6.7 V，才能根據圖 3 中 25 °C 時的曲線達到 10 A 的值，平均 GFS 為 10 A / (6.7 V- 5.2V) = 6.7mΩ。

等式 1 得出所需 on di / dt 的柵極驅動阻抗

將平均 GFS 值應用于公式 1 會導致柵極驅動電壓 Vdrive = 10V，所需的 di / dt = 600A / μs，FCP11N60 的 VGS (avg) = 6V 和 Ciss = 1200pF 的典型值；柵極驅動阻抗為 37Ω。由于瞬態 GFS 值在圖 3 的圖表中是一條對角線，因此在 Eon 期間會發生變化，這意味著 di / dt 也會發生變化。指數衰減的柵極驅動電流 Vdrive 和下降的 Ciss 也作為 VGS 的函數進入公式，呈現出令人驚訝的線性電流上升的整體效應。

類似地，可以對 IGBT 執行類似的柵極驅動導通電阻計算。VGE (avg) 和 GFS 可以由 IGBT 開關特性確定，并且使用 VGE (avg) 處的 CIES 值代替 Ciss。計算得到的IGBT開通柵極驅動阻抗為100Ω，高于之前的37Ω，說明IGBT GFS越高，CIES越低。這里的關鍵點是，為了從 MOSFET 切換到 IGBT，必須調整柵極驅動電路。

六、傳導損耗詳解

與額定電壓為 600V 的器件相比，IGBT 通常比相同芯片尺寸的 600V MOSFET 具有更少的傳導損耗。當集電極和漏極電流密度被清楚地檢測到并且在最壞的情況下工作結溫時，應該進行這種比較。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET 的 RθJC 值為 1°C/W。圖 4 顯示了結溫為 125°C 時導通損耗與直流電流的關系。MOSFET 在直流電流大于 2.92A 時更大。

圖 4：傳導損耗 DC 工作和圖 5：CCM 升壓 PFC 電路中的傳導損耗

然而，圖 4 中的直流傳導損耗不太適合大多數應用。同時，圖 5 顯示了 CCM（連續電流模式）、升壓 PFC 電路、125°C 結溫以及 85V 交流輸入電壓 Vac 和 400Vdc 直流輸出電壓工作模式下的傳導損耗比較。圖中，MOSFET-IGBT的曲線交叉點為2.65A RMS。對于 PFC 電路，當交流輸入電流大于 2.65A RMS 時，MOSFET 的傳導損耗更大。2.65A PFC 交流輸入電流等于 MOSFET 中通過公式 2 計算的 2.29A RMS。計算 MOSFET 傳導損耗 I2R、公式 2 定義的電流以及 125°C 時 MOSFET 的 RDS (on)。將 RDS (on) 考慮到漏極電流的變化，可以進一步細化導通損耗，如圖 6 所示。

圖 6：FCP11N60 (MOSFET)：RDS (on) 與 IDRAIN 和 VGE 變化

在 MOSFET 傳導非常小的占空比的高脈動電流拓撲中，應考慮圖 6 所示的特性。如果 FCP11N60 MOSFET 工作在一個漏極電流為 20A 脈沖（即 5.5A RMS）且占空比為 7.5% 的電路中，則有效 RDS (on) 將小于 5.5A（數據表中的測試電流） 0.32 歐姆大 25%。

公式 2 CCM PFC 電路中的 RMS 電流

在公式 2 中，Iacrms 是 PFC 電路 RMS 輸入電流；Vac 為 PFC 電路 RMS 輸入電壓；Vout 是直流輸出電壓。

在實際應用中，計算類似 PFC 電路中 IGBT 的導通損耗會更加復雜，因為每個開關周期是在不同的 IC 上執行的。IGBT的VCE(sat)不能用單一阻抗來表示。更簡單直接的方法是將其表示為與固定 VFCE 電壓串聯的電阻器 RFCE，VCE (ICE) = ICE × RFCE + VFCE。然后可以將傳導損耗計算為平均集電極電流和 VFCE 的乘積，加上 RMS 集電極電流的平方，再乘以阻抗 RFCE。

圖 5 中的示例僅考慮了 CCM PFC 電路的傳導損耗，對于最差傳導情況的設計目標，假設其小于 15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路限制在5.8A，FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A交流輸入電流下工作。它傳導 70% 以上的 MOSFET 功率。

盡管 IGBT 具有低傳導損耗，但大多數 600V IGBT 是 PT（穿通）器件。PT 器件具有 NTC（負溫度系數）特性，不能并聯。或許，這些器件可以通過匹配器件 VCE (sat)、VGE (TH)（柵極觸發閾值電壓）和機械封裝來實現有限的并聯，從而使 IGBT 芯片的溫度保持恒定不變。相比之下，MOSFET 具有 PTC（正溫度系數），可提供良好的電流分流。

VII 關斷損耗

在硬開關鉗位電感電路中，由于 IGBT 的拖尾電流，MOSFET 的關斷損耗比 IGBT 低得多，這與圖 1 中 PNP BJT 的少數載流子去除有關。圖 7 顯示了函數集電極電流 ICE 的 Eoff 和結溫 Tj，其曲線在大多數 IGBT 數據表中都有提供。這些曲線基于鉗位電感電路，具有相同的測試電壓并包含拖曳電流能量損失。

圖 7：具有 ICE 和 Tj 變化的 IGBT Eoff

圖 2顯示了用于測量 IGBT Eoff 的典型測試電路。圖 2 中的測試電壓 VDD 因不同制造商和單個設備的 BVCES 而異。在比較器件時應考慮此測試條件下的 VDD，因為在較低的 VDD 鉗位電壓下進行測試和操作會導致較低的 Eoff 功耗。

降低柵極驅動關斷電阻對降低 IGBT Eoff 損耗影響不大。如圖 1 所示，當等效多載流子 MOSFET 關斷時，IGBT 少數載流子 BJT 中仍有一個存儲時間延遲 td (off) I。但是，降低 Eoff 驅動阻抗將降低由于米勒電容 CRES 和 dv/dt 在 VCE 關閉的情況下電流注入柵極驅動環路的風險，防止器件偏置到導通狀態，從而導致多個 Eoff-產生開關動作。

ZVS 和 ZCS 拓撲降低了 MOSFET 和 IGBT 的關斷損耗。然而，ZVS 的好處在 IGBT 中并沒有那么大。當集電極電壓上升到允許多余存儲電荷消散的電位時，會產生拖尾浪涌電流 Eoff。ZCS 拓撲可以提高 IGBT 的最大 Eoff 性能。正確的柵極驅動順序允許在第二個集電極電流過零之前不清除 IGBT 柵極信號，從而顯著降低 IGBT ZCS Eoff。

MOSFET 的 Eoff 能耗是其米勒電容 Crss、柵極驅動速度、柵極驅動關斷源阻抗和源電源電路路徑中的寄生電感的函數。電路寄生電感 Lx（圖 8）產生一個電位，通過限制電流速度下降來增加關斷損耗。關機時，電流下降率di/dt，由Lx和VGS(th)決定。如果 Lx = 5nH，VGS (th) = 4V，則最大電流下降率為 VGS (th) / Lx = 800A / μs。

圖 8：典型硬開關應用中的柵極驅動電路

八、如何選擇MOSFET和IGBT

MOSFET 和 IGBT 正在迅速取代大部分較舊的固態和機械設備。這一運動看起來也不會很快放緩，尤其是隨著碳化硅 (SiC) 材料質量的發展。SiC 功率器件向開發人員展示了損耗更少、尺寸更小和效率更高等優勢。此類創新將繼續將 MOSFET 和 IGBT 的極限推向更高電壓和更高功率的應用。因此，在許多應用中可能會繼續進行權衡和重疊。在這種情況下，當面臨為 SMPS 應用選擇晶體管的任務時，仔細分析器件本身可能是最合乎邏輯的解決方案。

在選擇電源開關器件時沒有全面的解決方案。電路拓撲、工作頻率、環境溫度和物理尺寸都在做出最佳選擇方面發揮著重要作用。在具有最小 Eon 損耗的 ZVS 和 ZCS 應用中，MOSFET 可以在更高的頻率下工作，因為它們具有更快的開關速度和更少的開關損耗。MOSFET 寄生二極管的恢復行為可能是硬開關應用的一個缺點。相比之下，出色的軟恢復二極管與更高速的 SMPS 器件兼容，因為 IGBT 封裝中的二極管是為特定應用量身定制的。

結論：MOSFE和IGBT沒有本質區別。人們常問“MOSFET好還是IGBT好”的問題本身就是一個錯誤。為什么我們有時用MOSFET，有時用IGBT而不用MOSFET？不能簡單地描述好壞的一面來區分和確定，需要用辯證的方法來考慮這個問題。

MOSFET在新能源電動車中的應用

MOSFET具備控制功率小、開關速度快的特點，廣泛應用于低中高壓的電路中，是功率半導體的基礎器件。在如今興起的新能源電動車中，硅基MOSFET是不可或缺的存在。MOSFET是汽車電子中的核心元件，汽車引擎、驅動系統中的變速箱控制器以及制動、轉向控制，都離不開MOSFET。

其實在進入新能源汽車時代前，MOSFET已應用于燃油車中涉及電動功能的區域，而在傳統的燃油車中輔助剎車、助力轉向和座椅等控制系統，單車用量約100個。

隨汽車電動化開啟，MOSFET需求激增。新能源汽車以電制動的方式使得中高壓MOEFET作為DC-DC、OBC等電源重要組成部分應用于汽車動力域以完成電能的轉換與傳輸，單車用量提升至200個以上；此外，隨著汽車智能化發展，ADAS、安全、信息娛樂等功能需MOSFET作為電能轉換的基礎器件支撐數字、模擬等芯片完成功能實現，使得中高端車型單車用量可增至400個以上。

汽車智能化是中低壓MOSFET器件的增量空間，汽車電動化是超結MOSFET等中高壓器件的發力方向，這兩類都是金譽半導體生產經營多年的產品。20-26年全球MOSFET市場將從74億美金增至89億美金，汽車應用占比從25%增加至30%。

氮化硼（Boron nitride，BN）是一種具有獨特性質的二維材料。它由硼和氮原子組成，呈現出類似于石墨烯的層狀結構。氮化硼在納米尺度下僅有兩個原子層厚度，具有優異的絕緣性能、熱穩定性和光學特性。其晶體結構類似于石墨烯，但硼和氮原子的不同排列方式賦予了氮化硼獨特的性質。氮化硼的絕緣性能使其成為高溫環境下的理想絕緣材料，可用于電子器件的隔離層和熱管理應用。此外，由于其優異的熱導性，氮化硼也可用于熱界面材料和散熱器的制備。在光學方面，氮化硼表現出寬的透明窗口，對可見光和紫外光有良好的透過性，因此在光學器件和光學涂層中具有廣泛的應用潛力。此外，氮化硼還具有良好的機械強度和化學穩定性，使其在納米機械系統、傳感器和電化學催化等領域具有潛在的應用價值。它還可以與其他二維材料如石墨烯和過渡金屬二硫化物進行復合，形成新型異質結構，拓展其應用范圍。總之，氮化硼作為一種重要的二維材料，具有優異的絕緣性能、熱穩定性和光學特性，以及良好的機械強度和化學穩定性。這些獨特的性質使得氮化硼在電子學、光電子學、熱管理、傳感器和催化等領域具有廣泛的應用潛力。未來的研究將進一步探索氮化硼的性質和應用，以推動其在新型納米器件和技術中的應用發展。