這是多相網絡發明者Gingell的發明專利。多相網絡在單邊帶(SSB)發射機中應用頻繁，由于這種多相網絡可以提供寬頻移相，而且特別經濟且結構簡單，近年來在IQ調制器中逐漸得到重視，這種網絡非常有趣。看起來似乎是一種非平面網絡。

POLYPHASE SYMMETRICAL NETWORK

對稱多相網絡

US 3,559,042

Michael John Gingell, Sawbridgeworth, England, assignor to International Standard Electric Corporation, New York, N.Y., a corporation of Delaware
Filed May 19, 1969, Ser. No. 825,871
Claims priority, application Great Britain, June 7, 1968,
Int. CI. G05f

1. 摘要

本文披露了對稱的多相網絡，該網絡至少包括一個多相網絡部分，其中包括個單相網絡電路，每一個電路都有一個第一阻抗，它連接在與該電路相關的輸入和輸出端子之間。每一個網絡電路的輸入端子也通過一個與第一阻抗有不同相位特性的第二阻抗與其相鄰相位(超前或滯后)的輸入信號的電路的輸出端子連接。當提供兩個或多個網絡時，它們會級聯連接。

2. 發明背景

該發明涉及多相網絡，更具體地說是對稱的多相網絡。

3. 總結

本發明的特點是提供了一個對稱的多相網絡，該多相網絡包括至少一個多相網絡，其中每個多相網絡包括N個單相電路，其中N是大于1的整數；每個電路都有一個輸入端，一個輸出端，在電路的輸入和輸出端之間耦合了一個第一阻抗，其具有給定的相位角特性；在電路的輸入端和另一個電路的輸出端之間耦合了第二阻抗，其相位角特性與給定的相位角特性不同，該第二阻抗響應于輸入信號的相位，該輸入信號的相位與該電路響應的輸入信號的相位相鄰。

4. 首選實施例的描述

為了理解根據本發明的對稱多相網絡的工作原理，必須引入負頻率的概念。考慮一個四相系統，如圖 1(A) 所示，其四個輸入端子上分別施加有,的電壓，那么輸入信號可以被稱為對稱的，因為所有的電壓在幅度上都是相等的，并且每兩個之間相隔。例如，按照正序，依據慣例，所有的矢量都是逆時針旋轉的，并且路徑1上的電壓超前于路徑2上的電壓。同樣，路徑2上的電壓超前于路徑3上的電壓，等等。如果現在矢量旋轉方向相反，即如圖 1(B) 所示，系統仍然是對稱的，但是負序，因為路徑1上的電壓滯后于路徑2上的電壓，而不是像之前那樣超前。

圖 1(A) 和 1(B) 分別顯示了正和負序（正和負頻率）的四相矢量圖；

考慮路徑上的電壓，從圖 2 可以看出，

圖 2 示出了正序的四相矢量圖；

這個電壓是，即當它逆時針旋轉時，矢量1在虛軸上的投影。當矢量的順序被反轉時，將會觀察到。因為

可以說，在一個單相電路上，正序列代表正，負序列代表負。因此，當以下文中提及單相網絡的特性時，提到正和負頻率，它指的是分別在包含個單相網絡的多相網絡中的正和負序列。

眾所周知，在該領域中，可以構建無源RC全通網絡，并可以構造兩個這樣的網絡，它們的輸出之間的相位差約為，帶寬由網絡復雜度決定。

根據本發明的對稱多相網絡，其功能與兩個單獨的網絡完全相同，并且對元件公差的敏感性要小得多，至少包括圖 3A 所示的類型的一個網絡。當提供多個這些網絡時，它們會級聯連接。

圖 3A 和 3B 示出了根據本發明的對稱四相網絡的兩個電路圖；

參考圖 3A，其中顯示了一個四相網絡段以及與每個相關聯的典型電壓和電流，并且每個相位（單相電路）都包括一個與其相關的相位的輸入和輸出端子之間的電阻。當開關處于圖示位置時，每個單相電路的輸入都通過電容連接到響應輸入信號相鄰的超前相位的單相電路的輸出。

該四相網絡段的每個相的鏈矩陣為：

通過這個矩陣，從中可以看到傳輸零點為：

對于單相而言，插入損耗采用圖 4 中由點劃線 5 所示的形式表示。

圖 4 展示圖 3 中所示網絡的衰減特性；

應當指出，當開關S移至其另一位置時，網絡根據圖3A的每個相的輸入可以通過電容器連接到響應輸入信號相鄰滯后相的單相電路的輸出，而不是響應輸入信號相鄰超前相的單相電路的輸出。在這種情況下，方程1的鏈矩陣將變為：

因此，從這個方程可以看出，傳輸零點會出現在

并且單相電路的插入損耗將采用圖 4 中由虛線 6 所示的形式。

在前面所述的每個對稱多相網絡段中，電容C和電阻R可以互換，如圖3B所示。這種互換導致在零頻率處的衰減特性反轉，并通過網絡段引入的相位偏移。例如，對于圖3A中的網絡段，當電容和電阻被交換時，方程1的鏈矩陣變為：

對于某些應用，單網絡段的特性可能不是非常理想，在這些應用中需要能夠將衰減特性調節到所需的形式。例如，可能需要圖 5中所示的衰減特性，

圖 5 示出了包括四個如圖3所示類型的網絡以級聯方式連接的對稱多相網絡的衰減特性；

在這種情況下，需要提供四個串聯連接的網絡級聯，傳輸零點 6 在下邊帶出現在：

和

并且每個都與四相中的一個相位關聯。

每個網絡段相關電路元件的總值確定了與該特定網絡段相關的傳輸零點的位置，并且可以通過在保持這些元件的總值的同時，使任何一個網絡段相關電路元件的值產生變化，來改變圖 5中所示衰減特性中通帶部分的形式。通過這種方式，通帶的平均衰減值可以根據特定要求進行變化。當然，傳輸零點之間的衰減特性之間的最小值（即圖 5中所示的值7）也會相應變化，從而導致衰減特性中阻帶部分的平均衰減值的變化。

可用于確定多個級聯網絡段特性的綜合方法涉及將這些段的矩陣相乘，以確定元件的總體傳遞函數，即與每個網絡段相關的電阻和電容。然后，將級聯網絡段的傳遞函數加上四象限調制等于等效兩個全通網絡的傳遞函數加上四象限調制。

通過使的冪的系數相等，可以確定對稱多相網絡的元件值，并獲得所需的特性。

利用這種綜合過程，可以很容易地設計具有多達四個串聯網絡部分的對稱多相網絡。超過四個部分后，代數計算開始變得復雜，盡管從理論上看，網絡復雜性沒有限制。鑒于這個問題，人們發現使用計算機來確定各個網絡部分的元件值是有利的，這些元件值給出了所需的插入損耗特性。

四相以外的對稱多相網絡稍微復雜一些。三相網絡段的電路圖作為示例在圖 6A中給出。這種三相網絡段可用來為電動機提供三相50 Hz電源，基本上與圖3A中的網絡段相同，只是各相的電壓不同，并且當開關S1處于圖示位置時，電阻與電容串聯接在每個相的輸入與響應輸入信號相鄰超前相的單相電路的輸出之間。應當指出的是，前文對圖3A和3B電路圖的修改也適用于此電路結構。注意圖 6B中元件的交換以及開關S1移動到其另一個位置將每個相的輸入連接到響應相鄰滯后相的單相電路的輸出。

圖 6A 和 6B 示出了根據本發明的對稱三相網絡的兩個電路圖；

每個相的電壓分別是 和，其中并且另外根據本發明的對稱多相網絡的主要要求是，每個網絡部分必須在每個相位之間的輸入和輸出端之間包括第一阻抗，且每個相位的輸入必須通過具有與第一阻抗不同的相角特性的另一阻抗連接到相鄰的相位，即超前或滯后。

前面段落中概述的無源對稱多相網絡由于其無源性而受到限制，其傳輸函數的傳輸極點位于其平面零極點圖的虛軸上，而傳輸零點位于此圖的實軸上，如圖 7所示。

圖 7 展示了根據本發明的無源對稱多相網絡的平面零極點圖；

對于某些類型的函數，傳輸極點通常不在虛軸上。實現此類函數方法是在網絡部分的串聯中插入-相1到的阻抗變壓器，如在審專利中所述，Ser. No. 826,149，于1969年5月20日提交（M. J. Gingell-9），例如，在圖 8中，其中一個四相1到阻抗變壓器被插入在圖3中所示的兩個四相網絡之間。

圖 8 示出了根據圖3的對稱四相網絡的兩個電路圖，通過四相1到j阻抗變壓器以級聯方式連接；

除了在每個網絡段的每個相和N相1到j阻抗變壓器的相應相之間插入N相1到j阻抗變壓器之外，還可以使用負阻抗轉換器(impedance converters)或逆變器(inverters)來獲得極點位置的進一步自由度。

前文所述的對稱多相網絡在英國專利號1,098,250中所述的N路頻率轉換系統中具有特定但不一定是專有的應用，并且以類似于傳統正交調制但優于傳統正交調制的方式進行單邊帶生成。

-路頻率轉換系統(N-path frequency translation system)的傳遞函數由以下公式定義：

其中 是一個常數 是 路中網絡的傳遞函數 是輸入開關頻率 是輸出開關頻率

譯注：N-path濾波器的概念可以追溯到上世紀40年代，它是一種利用多路徑切換系統來實現射頻信號濾波的技術。雖然具體的發明者信息不容易在現有資源中找到，但在國際固態電路會議（International Solid-State Circuits Conference, ISSCC）上，Bram Nauta教授曾解釋了N-path濾波器的基本概念及一些示例。這表明在學術和工業界，N-path濾波器技術已經得到了廣泛的討論和應用。

從歷史的發展來看，N-path濾波器的產生與無線通信技術的進步密切相關。最初的無線通信技術主要依賴于模擬波調制技術，隨著時間的推移，數字調制技術逐漸得到應用，為信息傳輸提供了更為高效的解決方案。

N-path濾波器技術在近年來得到了相當多的關注，因為它們具有許多有趣的特點，如高Q值、高線性和低損耗等。它們可以作為銳截止濾波器，替代大型的聲表面波（SAW）濾波器，并在直接轉換接收器中用作混頻器。這種技術的出現和發展，為射頻信號處理提供了新的、更為緊湊和高效的解決方案。

N-path filter技術類似于使用ADC采樣信號，然后通過數字并行處理濾波，然后又拼回給到DAC輸出，不過這里N-path filter完全是模擬信號的處理，而沒有變為數字，所以N-path filter的效率更加高效。

https://link.springer.com/article/10.1007/s10470-018-1170-0#:~:text=N,mixers%20in%20the%20direct

可以看到，傳遞函數 沿實頻率軸移動了。通常，在 的 路濾波器(N path filter)系統中，這將導致一個關于頻率 對稱的帶通特性。如果在 路中連接了低通濾波器，結果特性將是一個移位的低通濾波器（包括負頻率的，它是正頻率的鏡像）。這在圖 9(A) 和 (B) 中所示。

圖 9(A) 和 (B) 示出了具有低通濾波器連接在其每個N路中的N路頻率轉換系統的頻率響應曲線；

當涉及調制過程時，對稱特性通常非常浪費。在這種情況下，通帶的一側需要的衰減遠遠大于另一側。通過使用本發明的對稱多相網絡，特性可以更有效地適應需求。此外，不需要開關或載波頻率也不再需要在中頻處。圖 10(A) 和 (B) 以示例的方式說明了這一點。

圖 10(A) 和 (B) 示出了使用本發明的對稱多相網絡的N路頻率轉換系統的頻率響應曲線；

根據本發明的對稱多相網絡也可用于將單相分割為 相。

根據對稱分量理論，任何不平衡的 向量系統都可以表示為 對稱向量系統之和。例如，如果考慮一個具有在一個相位上的 輸入的兩相（正交）系統，那么這相當于同時應用兩個相反序列的兩相信號，如圖 11(A) 到 (C) 所示。如果系統的傳遞函數對應于圖 11(B) 的向量系統是，那么對應于圖 11(C) 的向量系統將是。圖 12 顯示了一個只在一個相位上有輸入的兩相系統，其中包括一個兩相網絡 12，其一個相位的輸入 連接到電壓源，另一個相位的輸入 連接到地電位，即。相位1的電壓輸出 通過調制器9和求和單元11連接到輸出，相位2的電壓輸出 通過調制器 和求和單元 連接到輸出。

圖 11(A) 到 (C) 展示了矢量圖；

因此，在相位1的輸出上，

在相位2上

如果然后對 和 應用正交調制，如圖 12 所示，結果輸出為

效果就好像首先進行了調制，然后是正常類型的濾波器，其響應為

為此目的，多相網絡的特性將如圖 10 所示。然后，下邊帶將被抑制，而上邊帶

將被通過。應該注意，根據本發明的網絡的兩相版本在實際形式中不能實現，但這種基本方法可以用于任意數量的相位，并且因此可以用于根據本發明的對稱多相網絡。

圖 12 展示了一個兩相正交調制器網絡的電路圖。

還應該注意，可以不使用調制器而使用圖 12 的網絡，從而簡單地作為一個電路，從單相輸入提供兩相輸出。只要網絡為負序列輸入提供足夠的衰減并通過正序列輸入。圖 11 顯示了一個合適的特性。以類似的方式，可以從單相輸入生成一個-相輸出。

審核編輯：黃飛