現(xiàn)代車輛電氣系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)變得越來(lái)越復(fù)雜。這是由于負(fù)載數(shù)量的增加，從鉛酸電池轉(zhuǎn)變?yōu)殇囯x子或其他類型電池，以及對(duì)失效可操作等功能安全措施的需求。
1. 斷開(kāi)開(kāi)關(guān)當(dāng)今面臨的挑戰(zhàn)

現(xiàn)代車輛電氣系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)變得越來(lái)越復(fù)雜。這是由于負(fù)載數(shù)量的增加，從鉛酸電池轉(zhuǎn)變?yōu)殇囯x子或其他類型電池，以及對(duì)失效可操作等功能安全措施的需求。這些因素使得電池和負(fù)載隔離開(kāi)關(guān)的使用也在增加，MOSFET成為了首選的大負(fù)載開(kāi)關(guān)。為了實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)操作的主開(kāi)關(guān)所需的通態(tài)電阻，通常會(huì)并聯(lián)多個(gè)MOSFET。在許多情況下，主開(kāi)關(guān)是雙向的，可以阻止電池的充放電方向的電流。圖一給出了電池?cái)嚅_(kāi)開(kāi)關(guān)的簡(jiǎn)化電路示意圖。這種需要在兩個(gè)方向上阻止電流是由于在故障事件（如過(guò)電壓或由于短路造成的過(guò)電流）發(fā)生時(shí)所采取的保護(hù)措施。這對(duì)于離板連接尤其重要，比如連接其他控制單元與斷開(kāi)開(kāi)關(guān)的線束。這些線束有很大的電感，必須在過(guò)電流關(guān)斷后加以考慮。線束的電感儲(chǔ)存相當(dāng)大的能量，這些能量必須通過(guò)斷開(kāi)開(kāi)關(guān)MOSFET或其他保護(hù)電路（如續(xù)流二極管）來(lái)耗散。

圖1帶續(xù)流二極管和預(yù)充電路的典型雙向電池?cái)嚅_(kāi)開(kāi)關(guān)

1.1

電容充電和沖擊電流限制

在斷開(kāi)開(kāi)關(guān)應(yīng)用中，經(jīng)常需要給靠近負(fù)載側(cè)的大電容充電。然而，常規(guī)的MOSFET是不適合限制流進(jìn)大電容的沖擊電流的，這是因?yàn)榘踩ぷ鲄^(qū)和轉(zhuǎn)移特性的限制，比如跨導(dǎo)。

因?yàn)槁O電流對(duì)門極電壓的依賴性，即跨導(dǎo)，非常陡峭，控制MOSFET的沖擊電流會(huì)變得非常有挑戰(zhàn)性。此外，溫度系數(shù)通常也會(huì)對(duì)SOA產(chǎn)生影響。因此，限制電流通常變成不可能的任務(wù)。MOSFET有2個(gè)工作區(qū)域，表現(xiàn)在轉(zhuǎn)移特性上的熱穩(wěn)定和熱不穩(wěn)定區(qū)域，如圖2所示。高正溫度系數(shù)導(dǎo)致的熱不均勻分布或者熱失控，工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的性能衰退。另一方面，即使工作在熱穩(wěn)定區(qū)域，芯片的熱分布也是均勻的，大電流也會(huì)引起高的自發(fā)熱。由于優(yōu)化RDS(on)的MOSFET具有高ZTC的特點(diǎn)，幾乎不可能令其可靠的工作在線性模式，這使得其不適合許多應(yīng)用場(chǎng)合。

圖2 標(biāo)準(zhǔn)OptiMOSTM 5 溝槽 MOSFET安全工作區(qū)和轉(zhuǎn)移特性

因此，典型的充電概念是通過(guò)使用昂貴的大功率電阻和一個(gè)小功率MOSFET組成獨(dú)立的預(yù)充路徑來(lái)限制電流,如圖1所示。另一種方案是，帶軟啟功能的DCDC變換器也可以用來(lái)給直流側(cè)電容充電，花費(fèi)可能更多。

圖3是功率電阻預(yù)充電路的示例充電波形。在這個(gè)例子中，1ohm的電阻用來(lái)給33mF的電容充電。曲線的形狀是漸進(jìn)的接近目標(biāo)電容電壓48V。充電過(guò)程在整個(gè)期間逐漸緩慢，這就是大家熟知的RC時(shí)間常數(shù)的行為。電阻上的損耗隨電流劇烈地衰減。因此，電阻功率和自發(fā)熱的單獨(dú)控制不大可能最大化實(shí)現(xiàn)電容的充電速度。

圖3 帶預(yù)充電路的0至48V電容充電（1ohm, 33mF）

1.2

短路魯棒性（雪崩擊穿和主動(dòng)電壓鉗位）

開(kāi)開(kāi)關(guān)的一個(gè)顯著挑戰(zhàn)是保證短路時(shí)電路的魯棒性。當(dāng)檢測(cè)到短路或者過(guò)流故障，MOSFET就會(huì)被關(guān)斷以保護(hù)系統(tǒng)和MOSFET，避免失效。然而，存儲(chǔ)在線纜電感中的能量依舊需要被消耗。（找元器件現(xiàn)貨上唯樣商城）如果沒(méi)有額外的對(duì)抗措施，這些能量就會(huì)通過(guò)斷開(kāi)開(kāi)關(guān)MOSFET的雪崩擊穿來(lái)消耗。700A短路關(guān)斷電流下的雪崩擊穿仿真簡(jiǎn)化電路和仿真波形如圖4、圖5所示。為了避免栓鎖效應(yīng)引起的損壞和過(guò)熱，需要使用雪崩電流和雪崩能量額定值大的MOSFET。如果超過(guò)MOSFET的電流或者能量額定值，額外的保護(hù)措施是必要的。

因?yàn)閴勖芷趦?nèi)熱載流子注入效應(yīng)的影響，雪崩擊穿一個(gè)需要面臨的共同挑戰(zhàn)是限制其暴露的時(shí)間。雪崩時(shí)，器件內(nèi)部產(chǎn)生的強(qiáng)電場(chǎng)加速自由載流子會(huì)影響離子區(qū)。然而一些熱載流子可能會(huì)注入到門極氧化物，從而導(dǎo)致參數(shù)漂移，限制器件壽命，進(jìn)而限制雪崩擊穿暴露的時(shí)間和雪崩擊穿發(fā)生的次數(shù)。

圖4 考慮寄生參數(shù)的簡(jiǎn)化48V斷開(kāi)開(kāi)關(guān)短路方案

圖5短路關(guān)斷后雪崩擊穿仿真示例

有源鉗位的使用使得這些能量可以用不同的方式被消耗。這需要器件工作在線性區(qū)而不是雪崩擊穿，通過(guò)限制漏源極電壓低于擊穿電壓，但高于電池電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)。在鉗位期間，需要維持小的門極電壓水平以保持溝道打開(kāi)的狀態(tài)，從而導(dǎo)通電流并限制漏源電壓。

圖6給出了有源鉗位的仿真示意。可是讓MOSFET工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的問(wèn)題。而且，讓具有陡峭轉(zhuǎn)移特性的器件并聯(lián)工作在線性模式幾乎是不可能的。因?yàn)橹瞥虒?dǎo)致的門極門檻電壓的偏差，可能會(huì)讓并聯(lián)工作的MOSFET中的一顆承擔(dān)幾乎所有的電流。

圖6 短路關(guān)斷后有源鉗位仿真示例

2. 雙門極MOSFET介紹

IAUTN08S5N012L雙門極MOSFET就是以優(yōu)化電容充電和短路的概念來(lái)設(shè)計(jì)的。這個(gè)創(chuàng)新的方式通過(guò)取消單獨(dú)的預(yù)充電路實(shí)現(xiàn)降本。而且，該設(shè)計(jì)加強(qiáng)了系統(tǒng)的短路魯棒性，為可靠且高效的性能應(yīng)用需求提供了理想的選擇。表2、圖7分別給出了產(chǎn)品特性概覽，封裝和等效電氣符號(hào)。

表2

圖7 雙門極MOSFET TOLL封裝及其等效電路符號(hào)

2.1

2個(gè)MOSFET以雙門極結(jié)構(gòu)的方式長(zhǎng)在同一封裝

雙門極MOSFET由2個(gè)并聯(lián)交錯(cuò)的晶體管長(zhǎng)在同一硅芯片組成，具有共同的漏極和源極，但是通過(guò)指定的引腳實(shí)現(xiàn)獨(dú)立的門極。一個(gè)門極代表ONFET，穩(wěn)態(tài)工作時(shí)實(shí)現(xiàn)低導(dǎo)通電阻；另一門極代表LINFET，提供優(yōu)異的SOA和線性工作性能。這使得其適用于充電電容沖擊電流的控制以及短路關(guān)斷后的有源鉗位。2個(gè)MOSFET共享一個(gè)芯片的好處在于可以互相利用硅的冷卻區(qū)域或者熱容。相比采用統(tǒng)一技術(shù)的單個(gè)標(biāo)準(zhǔn)MOSFET，當(dāng)2個(gè)MOSFET都開(kāi)通時(shí)，導(dǎo)通電阻只是略微提高。

2.2

LINFET強(qiáng)化SOA和跨導(dǎo)

LINFET特意在工程上顯著強(qiáng)化SOA性能，實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)超標(biāo)準(zhǔn)的溝槽工藝的MOSFET，可以媲美planar工藝的MOSFET。通過(guò)降低ZTC以及利用ONFET的芯片面積，使得LINFET具有優(yōu)越的線性工作性能。圖8以圖形的形式展示了LINFET SOA性能的提升。比如，當(dāng)器件處于高漏源電壓和1ms的脈沖時(shí)間，相比ONFET，SOA電流提高了8倍。

圖8 LINFET和ONFET性能比較——ZTC和SOA

低跨導(dǎo)，即漏極電流對(duì)門極電壓的變化率低，是LINFET的第2個(gè)關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)。這帶來(lái)了2個(gè)好處：一是實(shí)現(xiàn)基于外部門極電壓容差的更加準(zhǔn)確的電流控制，二是減小了門極電壓偏差對(duì)電流的影響。此外，多個(gè)MOSFET由一個(gè)門極電壓控制時(shí)，LINFET可以提高線性模式下的電流均流效果。圖9展示了ONFET和LINFET的對(duì)比。出于簡(jiǎn)便，只考慮最小和最大門極門檻偏差對(duì)漏極電流的影響（忽略跨導(dǎo)工藝偏差）。以60A典型電流為例，對(duì)比最大和最小電流。可以發(fā)現(xiàn)，ONFET的電流范圍是5A到90A，LINFET的電流范圍是40A到80A。這就清晰的展示了低跨導(dǎo)的優(yōu)勢(shì)：打開(kāi)了新的目標(biāo)應(yīng)用，比如短路鉗位或者電容充電。低跨導(dǎo)幫助實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的控制沖擊電流以及線性工作模式下多并聯(lián)MOSFET的電流均流。

圖9 ONFET和LINFET性能對(duì)比——跨導(dǎo)和電流容差

3. 如何利用雙門極MOSFET解決

斷開(kāi)開(kāi)關(guān)的應(yīng)用挑戰(zhàn)

雙門極MOSFET中的LINFET，因?yàn)樘岣叩腟OA和低跨導(dǎo)特性使其成為電容充電中限制沖擊電流優(yōu)秀候選方案。

3.1

固定門極電壓限制電流

利用LINFET限制沖擊電流的一個(gè)簡(jiǎn)單的方式是調(diào)節(jié)門極電壓。目標(biāo)電流限制取決于器件的轉(zhuǎn)移和輸出特性。然而這種方式依舊給因?yàn)楣に嚻詈推渌a(chǎn)品特性引起的變化留下空間。因此，評(píng)估考慮這些因素，找到好的充電速度和自發(fā)熱的折中點(diǎn)顯得尤為重要。

為了減小這種效應(yīng)，規(guī)格書中規(guī)定了門極電壓在5.6V到6.2V之間以及漏源電壓在6V到48V之間等多種條件下的最大和最小電流限制精度。推薦5.6V的門極工作電壓主要因?yàn)椋阂皇?.6V非常接近器件的ZTC點(diǎn)，意味著電流獨(dú)立于溫度；二是5.6V的穩(wěn)壓管可以用來(lái)限制門極電壓，而且其溫度系數(shù)也很小。圖10展示了帶穩(wěn)壓管簡(jiǎn)化斷開(kāi)開(kāi)關(guān)電路。穩(wěn)壓管的電壓容差帶來(lái)的電流變化可以基于規(guī)格書里L(fēng)INFET的跨導(dǎo)來(lái)確定。比如門極電壓為5.6V時(shí)，跨導(dǎo)dID/dVgs,LIN大約為50S。穩(wěn)壓管偏差+/-110mV會(huì)帶來(lái)額外的大約+/-5.5A的電流偏差。

圖10 帶穩(wěn)壓管的門極電壓控制實(shí)現(xiàn)沖擊電流限制

3.2

脈沖式充電控制自發(fā)熱

另一個(gè)需要考慮關(guān)鍵點(diǎn)是自發(fā)熱。在大多數(shù)情況下，電容是非常大的，只是限制門極電壓來(lái)開(kāi)通LINFET是不足以有效的控制器件自發(fā)熱。此外，因?yàn)槊枯v車啟動(dòng)時(shí)都需要進(jìn)行電容充電，壽命的衰減也是重要的探索因素。自發(fā)熱取決于如下3種因素：Zthja，ID以及VDS 。為了限制自發(fā)熱和器件壽命的衰減，我們推薦考慮如下指導(dǎo)原則：

• 在高于或者接近ZTC點(diǎn)工作（Vgs,LIN >5V）以防工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域
• 每一次脈沖充電引起的溫升 ΔTj<60K
• 結(jié)溫Tj <175oC

可以使用spice仿真來(lái)評(píng)估脈沖式電容充電時(shí)的自發(fā)熱。如下圖11和12給出了雙門極MOSFET的簡(jiǎn)化仿真示例。如下的仿真例子里，5.6V的穩(wěn)壓管和4.7kohm的串聯(lián)電阻被用來(lái)限制門極電壓和電流。

Spice模型參數(shù)設(shè)置（對(duì)接下來(lái)所有的仿真例子有效）

仿真條件：

• Ta=85C，VBAT=48V
• C1=5mF(負(fù)載電容)
• 脈沖寬度（固定）：100us
• 周期：1ms
• 循環(huán)次數(shù)：70次
  

在保證每個(gè)充電脈沖的溫升ΔTj <60K并且結(jié)溫Tj保持在175oC以下時(shí)，典型的充電時(shí)間大約是60ms。

圖11 雙門極MOSFET充電電路仿真

@ 5mF, 48V(固定脈沖寬度)

圖12 雙門極MOSFET充電電路仿真波形

@ 5mF, 48V(固定脈沖寬度)

3.3

脈寬調(diào)節(jié)式電容充電

如上一節(jié)所討論的，在電容充電器件，漏源電壓、功率損耗隨電容電壓升高而減小。這種現(xiàn)象提供了充電過(guò)程中增加脈寬的機(jī)會(huì)，使我們能夠最大化地利用每個(gè)周期的溫升并且縮短總的充電時(shí)間。取決于充電時(shí)間、功率或者漏源電壓，增加脈寬的方式有許多種，比如線性式，拋物線式、其他函數(shù)形式。如下2個(gè)例子給出的占空比函數(shù)D(t)表明了用固定充電模式的調(diào)節(jié)方式。

示例條件：

• n=25次（脈沖數(shù)量）
• T=2ms（周期）
• Dstart=10%（起始占空比）
• Dend=80%（結(jié)束占空比）

示例1：基于占空比函數(shù)D(t)的脈寬線性增加

圖13脈寬線性增加

示例2：基于占空比函數(shù)D(t)的脈寬拋物線式增加

圖14脈寬拋物線式增加

3.4

降低開(kāi)關(guān)速度減少板端網(wǎng)絡(luò)電感耦合

如前述，在斷開(kāi)開(kāi)關(guān)應(yīng)用中，線束電感不僅對(duì)短路工況有嚴(yán)重的影響，而且也會(huì)影響電容充電的過(guò)程。在每個(gè)電容充電的電流脈沖期間，電流高上升和下降斜率dID/dt 會(huì)在線路電感上產(chǎn)生壓降。可接受的dID/dt和電壓耦合取決于系統(tǒng)的需要。欠壓會(huì)導(dǎo)致連接到受影響端IC器件異常關(guān)斷。同樣的，過(guò)壓也會(huì)使器件過(guò)電氣應(yīng)力出現(xiàn)損壞。因此，我們建議通過(guò)使用合適的RC參數(shù)以降低門極電壓和漏極電流將dID/dt限制在合理的范圍。這種方式簡(jiǎn)單高效。圖15-圖17 給出了仿真示例。

仿真條件：

• Ta=85C，VBAT=48V
• C1=5mF(負(fù)載電容)
• 脈沖寬度（固定）：100us
• 周期：1ms
• 循環(huán)次數(shù)：70次
• 寄生電感L1：1uH
• 降低門極電壓斜率開(kāi)關(guān)電容C2 : 22nF

圖15、圖16分別是不加開(kāi)關(guān)電容（虛線）和帶開(kāi)關(guān)電容的仿真波形。

圖15考慮電感耦合效應(yīng)的雙門極MOSFET仿真電路

@ 5Mf, 48V(拋物線式脈沖寬度調(diào)節(jié))

圖16考慮1uH電感的雙門極MOSFET仿真波形

@ 5mF, 48V(拋物線式脈沖寬度調(diào)節(jié))

虛線代表不加開(kāi)關(guān)電容C2

圖17考慮1uH電感的雙門極MOSFET開(kāi)關(guān)周期仿真波形 @ 5mF, 48V(拋物線式脈沖寬度調(diào)節(jié))

虛線代表不加開(kāi)關(guān)電容C2

3.5

利用LINFET實(shí)現(xiàn)短路檢測(cè)

系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)，電容充電的電流脈沖也可以用來(lái)做短路檢測(cè)。如果電容電壓并沒(méi)有按照預(yù)期上升，通常意味著輸出側(cè)出現(xiàn)短路或者過(guò)載。為了執(zhí)行該測(cè)試，必須在斷開(kāi)開(kāi)關(guān)板端進(jìn)行輸出電壓，即電容電壓的檢測(cè)。如果檢測(cè)電壓沒(méi)有按照預(yù)期上升，充電就會(huì)被中止。這種方式的優(yōu)勢(shì)是LINFET可以把脈沖電流限制在合理的低水平，從而方便控制短路時(shí)的自發(fā)熱。

3.6

短路鉗位（防止出現(xiàn)雪崩擊穿）

該產(chǎn)品的另一個(gè)好處是它在短路鉗位時(shí)的魯棒性。通過(guò)這種方式，防止雪崩擊穿，最大限度減小熱載流子注入引起性能衰退的影響，還能限制漏源電壓。在這個(gè)應(yīng)用框架中，我們將展示2種電路結(jié)構(gòu)：一種是穩(wěn)壓管直接接到門極，另一種更復(fù)雜的方案是雙極性晶體管和穩(wěn)壓管的組合結(jié)構(gòu)。為了便于后續(xù)描述，我們假設(shè)ONFET處于關(guān)斷狀態(tài)。

1

簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)：穩(wěn)壓管直接接到門極

圖18展示了用LINFET實(shí)現(xiàn)短路鉗位的簡(jiǎn)單方案。在短路關(guān)斷期間，寄生電感會(huì)引起漏源極過(guò)壓，導(dǎo)致系統(tǒng)損壞。為了防止出現(xiàn)這種現(xiàn)象，會(huì)設(shè)定一個(gè)特定的過(guò)壓門檻。當(dāng)過(guò)超過(guò)過(guò)壓閥值，LINFET會(huì)以一定水平的門極電壓開(kāi)通，從而流過(guò)電感電流。該電流以及漏源電壓/過(guò)壓閥值，也會(huì)隨著門極電壓VGS,LIN發(fā)生變化。

VDS,clamp = VR2 + VDC +VDR+VGS,LIN ≈ VDC+VGS,LIN

當(dāng)選擇的穩(wěn)壓管時(shí)，選擇一個(gè)可以把VDS,clamp維持在雙門極電壓的擊穿電壓水平以下穩(wěn)壓值尤為重要。這樣，MOSFET的整體性得以維持且電路能夠正常工作。R2用來(lái)限制穩(wěn)壓管電流，同時(shí)還要保證足夠小而不會(huì)影響到鉗位速度。R1用作下拉電阻，并且漏極電流下降的鉗位期間泄放門極電荷。DR的功能是防反保護(hù)。它的作用是在電池反接時(shí)，防止電流從門極流向電池。總之，這種方式相對(duì)簡(jiǎn)單且只需要少量的器件。然而，由于門極電壓的影響，VDS的電壓限制精度會(huì)差一些。

2

強(qiáng)化結(jié)構(gòu)：雙極性晶體管與穩(wěn)壓管組合

強(qiáng)化版的短路鉗位電路結(jié)構(gòu)稍微復(fù)雜一點(diǎn)，需要更多的元件。然而，它可以帶來(lái)更好的VDS限制精度。這個(gè)結(jié)構(gòu)的一個(gè)好處是穩(wěn)壓管直接接到源極，而不是LINFET的門極。這可以在鉗位時(shí)，通過(guò)使用雙極型晶體管上拉門極電壓實(shí)現(xiàn)。鉗位的VDS電壓值可以按照如下計(jì)算：

VDS,clamp = VR2+VR3+VDC ≈ VDC

VDS,clamp也要保持在MOSFET的擊穿電壓以下。這樣MOSFET的整體性得以維持并且電路可以正常工作。電路里的二極管DR也是電池反接保護(hù)管。它的主要目的就是防止在電池反接時(shí)，電流從門極流進(jìn)電池。VR2和VR3 可以不考慮，英文流進(jìn)它們的電流幾乎可以忽略。R2用來(lái)上拉BJT的門極點(diǎn)位，從而保證電路穩(wěn)定運(yùn)行并且防止意外的開(kāi)啟。另一方面，R3被用來(lái)限流并調(diào)整DC電壓。為了保證電路能夠快速響應(yīng)，鉗位電路里的應(yīng)該選用具有高帶寬和高增益的BJT。此外，電阻可以用來(lái)調(diào)節(jié)優(yōu)化瞬態(tài)響應(yīng)。總之，在參數(shù)調(diào)節(jié)是，需要平衡好穩(wěn)定運(yùn)行和響應(yīng)速度。

圖19帶BJT強(qiáng)化鉗位結(jié)構(gòu)及穩(wěn)壓管以MOSFET源極為參考點(diǎn)

3

取代TVS二極管用作過(guò)壓鉗位保護(hù)

通過(guò)TVS二極管吸收電感能量遇到的挑戰(zhàn)是它的擊穿電壓受工藝變化，溫度以及電流的影響。結(jié)果，電路的過(guò)壓保護(hù)的鉗位電壓范圍大。用雙門極MOSFET的LINFET來(lái)做電壓鉗位就可以顯著提高鉗位電壓的精度。在這種情況下，不需要ONFET,因此可以把門極短路到源極。以往，平面工藝的MOSFET經(jīng)常被用作基于MOSFET的鉗位電路。然而，這個(gè)方案中的LINFET的優(yōu)勢(shì)是非常低的門極充電電荷，從而可以顯著提高鉗位響應(yīng)速度。

圖20用雙門極MOSFET替代TVS保護(hù)二極管提高鉗位精度

審核編輯 黃宇