交流分析屬于經典的反激式拓撲結構資料中的內容，涉及一個與并聯穩壓器如流行的 TL431 相關的光耦。隨著智能手機和其他平板電腦的出現，適配器市場(更確切地說是旅行適配器市場)的趨勢是減少這個連接到電源的“黑盒子”的大小和成本。實現這些目標的可能性有哪些？

圖1.經典的反激式結構的簡化原理圖。

圖2 基于 PSR 的反激式結構簡化示意圖。

PSR 的原理

從圖2中的原理圖可以看出，初級端（高壓）和隔離次級端（低直流電壓）之間的唯一連接是變壓器。從安全和可靠性角度來看，取消光耦提供優勢：光耦老化時會發生漂移（例如電流傳輸比 (CTR) 下降），并且還容易受到外部擾動的影響。

初級端調節結構的工作原理是什么？我們來看看變壓器周圍的信號，如圖3所示。

圖3. 在反激式變壓器上或其附近測得的 SPICE 波形。

關閉期間，受初級-次級匝數比 NPS(Nsecondary/Nprimary) 的影響，漏電壓 (VDS) 為輸入電壓與輸出電壓之和。

接下來，我們重點看看次級繞組電壓 (VSEC) 。關閉期間（即初級端 MOSFET 關閉時）的電壓等于輸出電壓與由輸出整流器和輸出電容決定的電壓之和。在 toff 期間，輸出整流器二極管導通，向負載供電并對輸出電容充電。如果放大次級繞組電壓，如圖4所示，我們會看到電壓會隨二極管電流下降。這個斜率源于二極管動態電阻 rd。

圖4.二極管動態電阻對次級繞組電壓的影響

（仿真曲線）。

事實上，二極管上的壓降為兩個參數之和：

• 導通閾值：VT0

• 動態電阻上的壓降：。

VT0 是一個因技術而異的參數，rd 則取決于給定二極管的工作點。輔助繞組上的電壓將呈現出與次級繞組電壓相同的形態，但其電壓值會受輔助匝數比的影響。借助圖4，我們可以輕松地發現，如果初級端控制器在消磁時間開始時（即圖4中第一條垂直虛線出現的位置）對電壓采樣，則輸出電壓信息會受電流的影響。在滿載條件下，輸出電壓將比輕載工作條件下低。動態電阻的存在是造成這一差異的原因。

為了正確地向控制器發出信息，我們的 PSR 電路精確檢測核心退磁的結束-輔助電壓拐點-在采樣該電壓前。這種技術自然得出一個正確的輸出電壓表達式。在實踐中，在控制器裸片內，采樣保持電路連接到 Vs/ ZCD 引腳 - 用來檢測輔助電壓的零交越點和進行 CV 調節的引腳 - 來實現此特性。然后將采樣信號與參考電壓進行比較，并通過圖5所示的運算跨導放大器（OTA）產生恒定電壓調節。

圖5 恒壓調節的簡化示意圖。

圖6的波形顯示了與采樣過程有關的曲線。連接到紅色曲線（OTA）的信號與參考電壓進行比較，并周期性地刷新，而不受輸出電流的影響。得益于這種方法，在輸出負載或輸入電壓的恒定電壓調節是準確的。負載調節性能如圖7所示：在輸出功率范圍，我們實現了好0.5%的性能，這是一個傳統的、簡單的基于輔助的轉換器不能達到的。

圖6 刷新電壓進行 CV 調節。

圖7 恒定電壓調節用作在實驗室中測量 PSR 控制器的負載電流和輸入電壓。

采用初級端調節拓撲的功率級平均模型

研究我們的轉換器的穩定性的一個選擇是使用一個平均模型。為了創建這個模型，我們將使用參考文獻[ 1 ]中提到的90年代推出的脈沖寬度調制（PWM）開關模型，并用于準諧振（QR）工作。PWM 開關背后的原理是建立一個由二極管和主 MOSFET 構成的模型，其在開關過程中產生不連續。這種方法形成一個簡單的大信號三引腳模型，后線性化用于頻率響應的研究。由于文獻中涵蓋了這種方法（參見參考文獻[ 1 ]和[ 2 ] ]，我們就不花費更多的時間在這個主題上。

使用 PWM 開關模型用于 QR 反激式拓撲，可繪制出如圖8的原理圖。

圖8 反激轉換器中的PWM開關模型。

此原理圖在變壓器周圍集成了所有器件，現在沒有簡化。連接到次級繞組，我們可以確定輸出電容（Cout）及其等效串聯電阻（Resr1）和輸出負載（Rload）。在輔助繞組上，可見Vcc電容（CVcc）與 ESR（Resr2）串聯。同時，IC 已被建模，電阻 RIC 。最后，電阻也存在輔助繞組和 ZCD 引腳之間連接。在 SPICE 中仿真這個原理圖，我們可以提取功率級（Ctrl節點到Vout）的控制輸出波特圖。圖9顯示了結果。請注意，雖然仿真圖8原理圖中使用的器件值沒顯示，但這些值是實際應用的代表。

圖9 功率級傳遞函數。

我們來選擇一個交越頻率 fc，在1千赫處。這是在快速瞬態響應和良好的抗噪性之間一個很好的權衡。在 DCM 電流模式反激式轉換器中的右半平面零點（RHPZ）遠離且不干擾我們。在這截止頻率處，功率級衰減測量為19.5分貝和相位為- 88.9°。

因為反饋信號由輔助繞組生成，我們需要建立一個與在 Vaux 節點觀察到的輸出相同的波特圖（圖10），相位形態沒有改變但幅值曲線受到變壓器匝數比的影響：

(1)

圖10 輔助繞組上的傳遞函數。

使用此平均模型配置，輸出端的所有器件都會自動反映到輔助繞組。在這里，這兩個二極管都有可以忽略不計的動態電阻，并視為短路。

功率級平均模型的簡化

下一步將包括簡化原理圖和減少器件的數量，而不改變傳遞函數。在圖8中的原理圖，我們看到有三個繞組：第一個繞組是初級繞組，第二個與功率傳輸（次級功率繞組）有關，而第三個繞組用于輸出電壓的測量。它也被設計用來為控制器供電（輔助繞組）。

由于最后的目標是繪制開環傳遞函數，我們將以單個次級端繞組盡量簡化變壓器。所有的波特圖將不在本文顯示，第一步是要去掉 IC 的電阻，然后是 Vcc 電容。最后可能的簡化是反映連接次級端到輔助繞組的器件。

讓我們把重點放在如圖11所示的變壓器上。和圖8比較，連接到輔助繞組的元件數量現在受限于 ZCD 引腳橋電阻。連接初級到電源次級和輔助繞組的匝數比分別記為 NPS 和 NPA

其中

圖11 變壓器及次級器件。簡化這個原理圖將使我們能夠簡化功率級平均模型。

為了更清晰易懂，我們將分為兩步。首先，輸出電容和電阻負載被反映到初級端，如圖12所示。然后，這些元素將從初級到輔助繞組被反映出來。

圖12 輸出電容和負載反映到初級端。

變壓器周圍的反射元件

如果我們視電路器件為理想的，這些器件是如何反射到變壓器的，特別是使二極管有 0? 動態電阻？讓我們來看看圖13中繪制的理想變壓器的方程。

圖13 理想變壓器。

實際應用

基于NCP1365 的 PSR 轉換器已裝配為如圖26所示。前面計算的元件值已被用于補償部分并焊接到電路板上。5V 輸出適用于每秒 1A 至 2A 的負載。如圖27所證實，瞬態響應極佳，與輸入電壓無關。

采用安森美半導體的 NCP1365 的 PSR 板已裝配。它提供 5V 和高達 2A 的輸出電流。

在低壓和高壓條件下測量的瞬態響應證實轉換器的極佳穩定性。

總結

本文討論了兩個主要議題：反激轉換器在初級端調節下的工作模式和功率級平均模型的使用，以分析其運行。我們在建模過程中取得了進展，先仿真一個我們已添加了一個輔助繞組的簡單的 QR 功率級。最后，引入采樣保持電路。

有了現代初級端調節控制器，經典的反激式拓撲結構和 PSR 之間的差異在于調節方式的執行。有了精心設計的變壓器，調節和穩定性非常接近基于光耦的電源。

在本文的第二部分，我們展示了一個在控制器 IC 內集成采樣保持電路的初級端調節轉換器的傳遞函數的計算。得益于 Mathcad 軟件，我們能夠由傳遞函數建立波特圖，并將它和本文前面提到的仿真模型進行比較。兩個波形結果相似。

最后，所需的補償電路已被定義和規范為相匹配的相位裕度要求。根據本文，您能夠為一個使用PSR的轉換器設計 type-2 補償電路。當然，同樣的方法也可以用于其他拓撲結構，例如用于實現功率因數校正的拓撲結構。

實際上，一些 PSR 控制器內置補償，所以設計師沒有這個設計選擇。但是采用本文所列的安森美半導體 PSR 控制器（以及以后的其它器件），通過建模來設計外部補償電路的能力將省去設計者以前可能依賴的試錯法。