一、開關電源傳導EMI 產生的根源1測試傳導EMI 的線路圖

LISN— Line Impedance Stabilization Network 源阻抗穩定網絡（人工電源網絡）。

LISN 是電力系統中電磁兼容中的一項重要輔助設備。它可以隔離電網干擾，提供穩定的測試阻抗，并起到濾波的作用。

LISN 是在進行傳導干擾發射測試中，為了客觀地考核受試設備（DUT）的干擾，在電網與受試設備之間加入的網絡。該網絡具有以下功能：

1）、在規定的頻率范圍內提供一個規定的穩定的線路阻抗。由于電網受各種因素影響，使其線路阻抗不穩定。可是，在傳導干擾的測量中，阻抗是非常重要的。為了用電壓法在進行傳導發射電壓的測量中能有一個統一的測試條件，而人為的擬制一個穩定的線路阻抗。一般在射頻段提供50Ω網絡阻抗。

2）、LISN 將電網與受試設備進行隔離。供給DUT 的電源必須是純凈的。否則，電網將會向DUT 注入干擾，EUT 也會向電網饋入干擾，這就會在EMC分析儀上搞不清哪些是EUT 上的干擾。所以，只有將二者隔離，測量結果才是有效的。

3）、利用LISN 的高通濾波器使DUT 產生的干擾信號耦合至EMC 分析儀上，并阻止電網電壓加至EMC 分析儀。供電電源可以是直流，也可以是交流，圖中用直流電壓源表示，負載用直流電流源表示。

A：在供電電源低頻段，上述EMI 測試線路可等效為：

此時L1 和L2 可等效為短路，C1 和C2 可等效為開路，低頻電流（功率電流部分）不會流入LISN 的兩個測試電阻，LISN 不影響開關電源的正常工作點。

B：在EMI 標準規定的頻段內，上述EMI 測試線路可等效為：

此時L1 和L2 可等效為開路，C1 和C2 可等效為短路，無高頻分量的輸入電壓源和負載也可分別等效為短路及開路，開關電源用其EMI 等效電路等效，它產生的EMI 因LISN 的存在，不會流進輸入，而直接流進LISN 的兩個電阻，其等效電路如下：

V1（t） 和V2（t）分別是線1和線2上的EMI噪聲電壓，測試時用其頻譜標示，單位為dB/uV，從這個等效電路可初步判斷，開關電源產生傳導EMI 的根源是開關電源內的高頻源及到負載之途徑的阻抗。實際交流電源的差模噪聲是由搖擺的（脈動）電流產生的——但差模噪聲源與電壓源（電流在阻抗上形成一定的電壓）更為相似。另一方面，共模噪聲是由搖擺的電壓引起的（快速變化的電壓在寄生電容上形成快速變化的電流），但共模噪聲源更像是電流源。這正是共模噪聲更“頑固”的原因，像任何電流源一樣，它們要求有流通的回路。因為其路徑包括機架，所以外殼變成了高頻天線。

一個開關電源的傳導EMI 等效電路，可用下面的一般結構加以表示：

從傳導EMI 等效電路可知，產生傳導EMI 的根源有三個，一個是EMI 源（在開關電源中，往往是功率開關器件電壓或電流波形中的交流分量），一個是EMI 途徑（與具體拓撲結構有關），再一個是EMI 的負載。等效電路中的EMI負載是固定的50Ω電阻，而變換的是EMI 源及EMI 途徑（用EMI 阻抗等效）。如何確定用不同功率變換器、不同控制方式等等實現的開關電源之傳導EMI 等效電路是分析和設計傳導EMI 濾波器的關鍵，同時也是知道抑制傳導EMI 的有力手段。

（1）電路原理圖

（2）兩種工作模式

在半個電網周期內，輸入整流橋有兩種大的工作模式，即：整流橋工作模式Ⅰ和整流橋不工作模式Ⅱ。

（3）工作模式Ⅰ的EMI 等效電路推導

3-A、工作模式Ⅰ的等效電路（正負半周工作一樣）

在工作模式Ⅰ的情況下，兩種工作工作模式在正負半周都會出現，此時整流橋是導通工作的。

3-A-1：工作模式Ⅰ在有LISN 時的等效電路

3-A-2：工作模式Ⅰ在有LISN 時的等效受控源電路

開關變換器的時變因素與非線性因素主要是由開關元件導致的。為了使變換器的等效電路成為線性電路，開關元件平均模型法采取了對開關元件直接進行分析的方法。

首先對開關元件的電壓或電流變量在一個開關周期內求平均，并用以該平均變量為參數的受控源代替開關元件，得到等效的平均參數電路。平均參數等效電路消除了變量波形中因開關動作引起的脈動，即消除了時變因素，但仍然是一個非線性電路。這樣的電路由于同時包含了直流分量與交流分量的作用，稱為大信號等效電路。

其次，若使大信號等效電路中的各平均變量均等于其對應的直流分量，同時考慮到直流電路中穩態時電感相當于短路、電容相當于開路，可以得到變換器的直流等效電路，直流等效電路為線性電路；若使大信號等效電路中的各平均變量分解為相應的直流分量與交流小信號分量之和，即分離擾動，并忽略小信號分量的乘積項（即二階微小量）使其線性化，再剔除各變量中的直流量，可以得到變換器的小信號等效電路，小信號等效電路也為線性電路。可見，開關元件平均模型法的指導思想仍然是求平均、分離擾動和線性化。

上圖中開關管Q 等效為受控電壓源，整流二極管D 等效為受控電流源。有源開關Q 時而接通是輸入電壓Vg，時而短路，用狀態變量輸入電壓的平均值表征有源開關元件Q 的端電壓是合理的，因此用一個電壓控制的受控電壓源來代替有源開關管Q；無源開關D 時而接通副邊電感電流，時而開路，由于電感電流是一個狀態變量，用電感電流的平均值表征無源開關元件D 的平均電流也是合理的，因此用一個電流控制的受控電流源代替無源開關元件D。

3-A-3：工作模式Ⅰ在有LISN 時的等效受控源平均電路（直流等效）

上圖直流等效電路圖中，電感L1 和L2 等效為短路，電容等效為開路。

3-A-4：工作模式Ⅰ在有LISN 時的等效受控源平均電路（交流等效）

在交流等效中，輸出負載、電感等效開路，電容、供電電源等效短路。從圖中可以看到，開關管 Q的交流分量Vds（ac）（t）和二極管 D 的交流分量Id（ac）（t）可以進行傅里葉變換，分解成不同頻率成分的正弦波，頻率不一樣，阻抗也隨著變換，再利用疊加原理將不同頻率成分形成的頻譜幅度進行相加。

3-B-1：工作模式Ⅰ在原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的EMI 等效電路

在MOSFET 交流電壓分量單獨作用下，副邊電流源開路，由于副邊流過電流為零，所以原邊電流也為零，在此變壓器就不起作用了，只有勵磁電感Lm，將上述電路圖簡化其等效電路圖為：

在MOSFET 單獨作用下，其差模成分路徑為：

其中，差模成分分兩條支路，一條如紅色所示，另一條如藍色所示。在此等效電路中，濾波電容CB 一條支路給差模成分提供了路徑，可以知道如果減小濾波電容CB 的阻抗，則對差模成分分流更多，在電阻R1 和R2 形成的電壓會更小，儀器檢測幅值更低，一般我們都選取等效串聯阻抗較小的濾波電容。另一條支路中有激磁電感Lm，單從差模成分的抑制方面考慮，增加激磁電感Lm 的值可以增加阻抗，對差模成分也有良好的抑制作用。

在MOSFET 單獨作用下，其共模成分路徑為：

可知，要想有效減小共模成分，則必須要減小寄生電容Cpq 的容值，增加共模流經路徑的有效阻抗。

工作模式Ⅰ在原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的EMI 最終等效電路為：

在差模EMI 等效電路中，電阻R1 和電阻R2 處于串聯流經差模電流，在電阻R1 和電阻R2 兩端分別產生電壓為Vdm(t)，故在電阻R1 和電阻R2 串聯等效電阻100Ω上產生2Vdm(t)。激磁電感Lm 感抗越大對差模抑制越好，對差模分量來說，CCM 模式比DCM 差模要好。

工作模式Ⅰ在原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的EMI 最終等效電路

3-B-2：工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨作用下的EMI 等效電路。

在低頻（150KHz）情況下，忽略變壓器寄生電容（在高頻情況下變壓器層間電容、原副邊電容不能忽視）。由于整流二極管對地電容無法形成共模回路，故在LISN 負載上無共模噪聲。

工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨作用下的EMI 最終等效電路

由于在低頻情況下，副邊二極管對地寄生電容無法形成共模回路，故沒有共模EMI 等效電路。

（4）工作模式Ⅱ的EMI 等效電路推導

4-A：工作模式Ⅱ-Ⅰ的等效電路

在工作模式Ⅱ中，當D1-D4 都截止時，在LISN 上沒有傳導EMI 噪聲，由下面的測試EMI 的等效電路可知，因沒有噪聲路徑，故不會產生傳導EMI 噪聲。這種工作模式也可稱為工作模式Ⅱ-Ⅰ。

4-B：工作模式Ⅱ-Ⅱ的等效電路

在工作模式Ⅱ中，會出現D1-D4 中的一個二極管導通，其他三個二極管截止的情況，在這種情況下的EMI 等效電路與二極管全部截止時的等效電路不同，與工作模式Ⅰ中的EMI 等效電路不同，這種情況稱為Ⅱ-Ⅱ（非固有差模噪聲）。

原因：在開關電壓變化時，會出現一個瞬間的電容充放電電流，此電流經Cpq、大地和LISN 中的一條支路，在電流最大值不能使整流橋中的一個二極管開通時，其情況就同前面所介紹的，整流橋中的四個二極管均截止，不會產生噪聲；

當此電流使整流橋中的一個二極管導通（如0＜VAB＜VCD時的二極管D1），則其他二極管都會因反偏而截止，本來當這個電流減小到零后，二極管D1 應當截止，當由于整流橋中的二極管是非常慢速的，它無法在開關周期內被關斷，所以便導致這個二極管在0＜VAB＜VCD一直導通；這樣整流橋雖然不工作，但有一個二極管是導通的。

下面分析在整流橋不工作但有一個二極管導通時（假定D1 導通）的EMI 等效電路。

4-B-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN 時的等效受控源平均電路（直流等效）

4-B-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN 時的等效受控源EMI 電路（交流等效）

4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的EMI 等效電路

上述等效電路中紅色虛線表示共模回路，無差模回路。但是只有電阻R1 有噪聲，可以實際理解為差模噪聲。

工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的EMI 最終等效電路

根據前面的分析，單一元件進行作用時差模回路和共模回路的路徑，可以得出：

當有EMI 濾波器時，這個噪聲中的差模噪聲可以被轉化為共模噪聲，如4-C-1工作模式中的等效電路，加入差模電容Cx。

4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的EMI 等效電路

由于EMI 濾波器中的差模電容Cx，可使模式Ⅱ-Ⅱ中的差模噪聲轉化為共模噪聲。

4-C-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在副邊二極管交流分量單獨作用下的EMI 等效電路

故在工作模式Ⅱ-Ⅱ副邊二極管對共模噪聲和差模噪聲均沒有影響。

討論：

---工作模式Ⅰ與工作模式Ⅱ下的傳導EMI 是不同的；

---如在工作模式Ⅱ中的四個二極管均截止，則工作模式因無噪聲路徑而不產生任何傳導EMI；

---如在工作模式Ⅱ中有一個二極管導通，其他三個二極管截止，則工作模式Ⅱ的共模EMI 噪聲與工作模式Ⅰ基本相同，而工作模式Ⅱ的差模噪聲有可能大于工作模式Ⅰ的差模噪聲，也有可能小于工作模式Ⅰ的差模噪聲，原因是工作模式Ⅱ在一個二極管導通時有一種非固有的差模噪聲存在；

---非固有差模噪聲可有通過輸入EMI 濾波器中的X 電容，把其轉變成對稱共模噪聲而完全消除；

---上面的EMI 等效電路，僅僅是EMI 低頻段的理想等效電路；

---實際的EMI 等效電路，還要考慮變壓器的寄生參數、PCB Layout 的引線電感等等；

---如考慮變壓器的層間電容時，在其原副邊間可以用一個電容參數，此時副邊二極管電流分量就會在EMI 負載上產生共模噪聲，由于涉及EMI 濾波器參數時，只需考慮低頻段的等效電路，故可將這一因素忽略。但對實際高頻段的EMI共模噪聲進行分析時，則還要考慮副邊二極管交流分量通過變壓器層間電容對共模噪聲的影響。

（5）反激變換器在AC 輸入下的EMI 等效電路總結：

5-1：工作模式Ⅰ的EMI 等效電路

5-2-1：工作模式Ⅱ-I 的EMI 等效電路

當D1-D4 都截止時，在EMI 負載上無任何噪聲，所以無EMI 等效電路。

5-2-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ的EMI 等效電路

在工作模式Ⅱ-Ⅱ中：在原邊MOSFET 電壓單獨作用時，會有一種非固有差模噪聲，但可用EMI 濾波器中的X 電容將其轉化為共模噪聲。在副邊二極管電流單獨作用時，因無噪聲回路，在EMI 負載上測不到噪聲，所以其加X 電容后的EMI等效電容總結為：

直流反激開關電源的高頻EMI 等效推導：

（1）原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的EMI 等效電路

（1）—A：原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的差模EMI 等效電路從

從差模EMI 在高頻段的等效電路可知，差模等效電路的EMI 源除了和MOSFET電壓波形、激磁電感、濾波電容的ESR 有關外，還與變壓器、輸入濾波電容和引線的其他寄生參數有關。這與在低頻段時有很大的差別，同樣的EMI 阻抗也與低頻段有很大的差別。

（1）-B 原邊MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的共模EMI 等效電路

從共模EMI 在高頻段的等效電路可知，共模等效電路的EMI 源除了和電壓波形、MOSFET 漏極與散熱器之間的電容有關外，還與變壓器的層間電容、二極管陰極與散熱器之間的電容及濾波電容的寄生參數與引線電感等有關。這與在低頻段時有很大的差別，同樣的EMI 阻抗也與低頻段有很大的區別。

（2）：副邊二極管交流電流分量單獨作用下的EMI 等效電路

（2）—A：副邊二極管交流電流分量單獨作用下的差模EMI 等效電路

從差模EMI 在高頻段的等效電路可知，差模等效電路的EMI 源除了和二極管電流波形、激磁電感、濾波電容的ESR 有關外，還與變壓器、輸入濾波電容和引線的其他寄生參數有關，這與在低頻段有很大的差別，同樣的EMI 阻抗也與低頻段有很大的差別。

（2）—B：副邊二極管交流分量單獨作用下的共模EMI 的等效電路

從共模EMI 在高頻段的等效電路可知，共模等效電路的EMI 源除了和副邊二極管電流波形有關外，還與變壓器的層間電容、二極管陰極與散熱器之間的電容及濾波電容的寄生參數和引線電感有關。這與在低頻段時（可看成無共模路徑）有很大的差別。