1 引言

直流電機具有優良的調速特性， 調速平滑、方便、調速范圍廣， 過載能力強， 可以實現頻繁的無級快速啟動、制動和反轉， 能滿足生產過程中自動化系統各種不同的特殊運行要求， 因此在工業控制領域， 直流電機得到了廣泛的應用。

許多半導體公司推出了直流電機專用驅動芯片， 但這些芯片多數只適合小功率直流電機， 對于大功率直流電機的驅動， 其集成芯片價格昂貴。 基于此， 本文詳細分析和探討了較大功率直流電機驅動電路設計中可能出現的各種問題， 有針對性設計和實現了一款基于25D60-24A 的直流電機驅動電路。 該電路驅動功率大， 抗干擾能力強， 具有廣泛的應用前景。

2 H 橋功率驅動電路的設計

在直流電機中， 可以采用GTR 集電極輸出型和射極輸出性驅動電路實現電機的驅動， 但是它們都屬于不可逆變速控制， 其電流不能反向， 無制動能力， 也不能反向驅動， 電機只能單方向旋轉， 因此這種驅動電路受到了很大的限制。對于可逆變速控制， H 橋型互補對稱式驅動電路使用最為廣泛。可逆驅動允許電流反向， 可以實現直流電機的四象限運行， 有效實現電機的正、反轉控制。 而電機速度的控制主要有三種， 調節電樞電壓、減弱勵磁磁通、改變電樞回路電阻。 三種方法各有優缺點， 改變電樞回路電阻只能實現有級調速， 減弱磁通雖然能實現平滑調速， 但這種方法的調速范圍不大， 一般都是配合變壓調速使用。 因此在直流調速系統中， 都是以變壓調速為主， 通過PWM（Pulse Width Modulation）信號占空比的調節改變電樞電壓的大小， 從而實現電機的平滑調速。

2.1 H 橋驅動原理

要控制電機的正反轉， 需要給電機提供正反向電壓， 這就需要四路開關去控制電機兩個輸入端的電壓。 當開關S1 和S4 閉合時， 電流從電機左端流向電機的右端， 電機沿一個方向旋轉；當開關S2 和S3 閉合時， 電流從電機右端流向電機左端， 電機沿另一個方向旋轉， H 橋驅動原理等效電路圖如圖1 所示。

圖1 H 橋驅動原理電路圖

2.2 開關器件的選擇及H 橋電路設計

常用的電子開關器件有繼電器， 三極管， MOS 管， IGBT 等。 普通繼電器屬機械器件， 開關次數有限， 開關速度比較慢。 而且繼電器內部為感性負載， 對電路的干擾比較大。 但繼電器可以把控制部分與被控制部分分開， 實現由小信號控制大信號， 高壓控制中經常會用到繼電器。 三極管屬于電流驅動型器件， 設基極電流為IB， 集電極電流為IC， 三極管的放大系數為β， 如果， IB*β》=IC， 則三極管處于飽和狀態， 可以當作開關使用。 要使三極管處于開關狀態， IB= IC/β， 三極管驅動管的電流跟三極管輸出端的電流成正比， 如果三極管輸出端電流比較大， 對三極管驅動端的要求也比較高。 MOS 管屬于電壓驅動型器件， 對于NMOS 來說， 只要柵極電壓高于源極電壓即可實現NMOS 的飽和導通， MOS 管開啟與關斷的能量損失僅是對柵極和源極之間的寄生電容的充放電， 對MOS管驅動端要求不高。 同時MOS 端可以做到很大的電流輸出， 因此一般用于需要大電流的場所。 IGBT 則是結合了三極管和MOS 管的優點制造的器件， 一般用于200V 以上的情況。

在本設計中， 電機工作電流為3.8A， 工作電壓24V， 電機驅動的控制端為51 系列單片機， 最大灌電流為30mA. 因此采用MOS管作為H橋的開關器件。 MOS管又有NMOS和PMOS之分， 兩種管子的制造工藝不同， 控制方法也不同。 NMOS 導通要求柵極電壓大于源極電壓（10V-15V）， 而PMOS 的導通要求柵極電壓小于源極電壓（10V-15V）。 在本設計中， 采用24V 單電源供電， 采用NMOS 管的通斷控制的接線如圖2 所示， 只要G 極電壓在10-15V 的范圍內， NMOS 即可飽和導通， G 極電壓為0 時， NMOS 管關斷。

圖2 NMOS 接線圖

采用PMOS 管實現通斷控制時， 其接線如圖3 所示， G 極電壓等于電源電壓VCC 時PMOS 關斷。

圖3 PMOS 接線圖

10V《VCC-Vg《15 時PMOS 打開。 當VCC》15V 時， 要使PMOS 導通則G 極電壓為VCC-15V. PMOS 的導通與關斷， 是在電源電壓VCC 與VCC-15V 之間切換， 當電源電壓VCC 較大時控制不方便。 比較圖2 圖3 可知：NMOS位于負載的下方， 而PMOS 位于負載的上方， 用NMOS 和PMOS， 替換掉圖1 中的開關， 就可以組成由MOS 管組成的H 橋， 如圖4 所示。

圖4 PMOS 和NMOS 管構成的H 橋

Q1 和Q4 導通， 電機沿一個方向旋轉， Q2 和Q3 導通電機沿另一個方向旋轉。 在本系統中， 電機的工作電壓為24V， 即電源電壓為24V， 則要控制H 橋的上管（PMOS）導通和關斷的電壓分別為24V-15V=9V 和24V， 而對于下管（NMOS）來說， 導通與關斷電壓分別為15V 和0V， 要想同時打開與關斷上、下兩管， 所用的控制電路比較復雜。 而且， 相同工藝做出的PMOS 要比NMOS 的工作電流小， PMOS 的成本高。 分別用PMOS 和NMOS 做上管與下管， 電路的對稱性不好。 由于上述問題， 在構建H 橋的時候僅采用NMOS 作為功率開關器件。 用NMOS 搭建出的H 橋如圖5 所示：

圖5 NMOS 管構成的H 橋

圖5NMOS 管組成的H 橋中， 首先分析由Q1 和Q4 組成的通路， 當Q1 和Q4 關斷時， A 點的電位處于“懸浮”狀態（不確定電位為多少）（Q2 和Q3 也關斷）。 在打開Q4 之前， 先打開Q1， 給Q1 的G 極15V 的電壓， 由于A 點“懸浮”狀態， 則A 點可以是任何電平， 這樣可能導致Q1 打開失敗；在打開Q4 之后， 嘗試打開Q1， 在Q1 打開之前， A 點為低電位， 給Q1 的G 極加上15V 電壓， Q1 打開， 由于Q1 飽和導通， A 點的電平等于電源電壓（本系統中電源電壓為24V）， 此時Q1 的G 極電壓小于Q1 的S 極電壓， Q1 關斷， Q1 打開失敗。 Q2 和Q3 的情況與Q1 和Q4 相似。 要打開由NMOS 構成的H 橋的上管， 必須處理好A 點（也就是上管的S 極）“懸浮”的問題。 由于NMOS的S 極一般接地， 被稱為“浮地”。 要使上管NMOS 打開， 必須使上管的G 極相對于浮地有10-15V 的電壓差， 這就需要采用升壓電路。

2.3 H 橋控制器

在H橋的驅動中， 除了考慮上管的升壓電路外， 還要考慮到在H橋同臂的上管和下管（如圖5 中的Q1 和Q3）不能同時導通。 如果上管和下管同時導通， 相當于從電源到地短路， 可能會燒毀MOS 管或電源， 即使很短時間的短路現象也會造成MOS的發熱。 在功率控制中一般采用在兩次狀態轉變中插入“死區”的方法來防止瞬時的短路。在選擇H 橋控制器的時候最好滿足上述兩種邏輯條件， 又用足夠大的驅動電流來驅動NMOS。

本系統中采用IR2103 作為NMOS 控制器， IR2103 內部集成升壓電路， 外部僅需要一個自舉電容和一個自舉二極管即可完成自舉升壓。 IR2103 內部集成死區升成器， 可以在每次狀態轉換時插入“死區”， 同時可以保證上、下兩管的狀態相反。 IR2103 和NMOS 組成的H 橋半橋電路如下圖6 所示：

圖6 IR2103 和NMOS 管構成的H 橋半橋電路

由IR2103 的應用手冊中得知自舉電容選擇取決于以下幾個因素：1. 要求增強 MGT 的門電壓， 2. 用于高端驅動電路的 IQBS –靜態電流， 3. 電平轉換器的內部電流， 4. MGT-柵-源正向漏電流， 5. 自舉電容漏電流。 其中因素 5 僅與自舉電容是電解電容時有關， 如果采用其他類型的電容， 則可以忽略。 最小自舉電容值可以通過以下公式（1）計算得到：

其中： Qg = 高端 FET 的門電荷， f = 工作頻率， ICbs （leak） =自舉電容漏電流， Iqbs （max） = 最大 VBS 靜態電流，VCC = 邏輯電路部分的電壓源， Vf = 自舉二極管的正向壓降， VLS = 低端 FET 或者負載上的壓降， VMin = VB 與VS 之間的最小電壓， Qls = 每個周期的電平轉換所需要的電荷（對于 500V/600V MGD 來說， 通常為 5nC， 而1200 V MGD 為 20 nC。

圖中D1 為自舉二極管， C4 為自舉電容。 并不是電容的值越大就越好， 電容的取值和IR2103 的工作頻率密切相關， 電容取值越大工作頻率越低。 電容的漏電流對系統的性能有很大影響。 自舉二極管要承受系統所有的電壓， 自舉二極管的前向壓降也影響著自舉電容的選擇， 同時自舉二極管的開關速度也直接影響系統的工作頻率， 一般選用超快恢復二極管。 由示波器獲得自舉電路升壓波形如下圖7 所示：

圖7 自舉電路升壓波形

圖中B部分為自舉升壓后VB端的電壓， 圖中A部分是由于在上管關斷的過程中， 由于下管中的寄生二極管，會產后續流， 使VS 端產生負電壓， 從而使電容過充。 要削弱電容的過充可采用0.47uF 以上的自舉電容， 同時可以在地與VS 端加入續流二極管。 如下圖所示：

圖8 在IR2103 中加入續流二極管電路。

圖中D2即為續流二極管， 續流二極管采用普通二極管即可， 但VS電壓恢復越快， 自舉電容過充現象越不明顯， 本系統采用1N4148 作為續流二極管。

由于驅動器和MOSFET 柵極之間的引線、地回路的引線等所產生的電感， 以及IC 和FET 內部的寄生電感，在開啟時會在MOSFET 柵極出現振鈴， 一方面增加MOSFET 的開關損耗， 同時EMC 方面不好控制。 在MOSFET 的柵極和驅動IC 的輸出之間串聯一個電阻（如圖9 中B 所示）。 這個電阻稱 為“柵極電阻”， 其作用是調節MOSFET 的開關速度， 減少柵極出現的振鈴現象， 減小EMI， 也可以對柵極電容充放電起限流作用。 該電阻的引入減慢了MOS 管的開關速度， 但卻能減少EMI， 使柵極穩定。

圖9 消除振鈴電路。

MOS 管的關斷時間要比開啟時間慢（開啟充電， 關斷放電）， 因此就要改變MOS 管的關斷速度， 可以在柵極電阻上反向并聯一個二極管（如圖9 中A 所示）， 當MOS 管關斷時， 二極管導通， 將柵極電阻短路從而減少放電時間。 由于VS 端可能出現負電壓， 在VS 端串入一個合適的電阻， 可以在產生負電壓時起到限流作用， 針對負載電機為感性器件， 在H 橋的輸出端并一個小電容， 并在局部供電部分加一個去藕電容十分必要。 其電路如下圖所示：

圖10 限流去耦電路。

圖中C7 為局部去藕電容， 可以取100uF， C6 為輸出電容， 根據負載取值。 由于采用電容式自舉電路， 電容在工作的過程中會自行放電， 所以PWM波的占空比接近100%但不能達到100%. 但這不影響電機的正常工作， 因為電機本身固有的特性， 電機有一個較小的飽和區， 即或占空比增大， 其轉速也不會有明顯的變化。 因此上述電路完全滿足工作的需要。

3 硬件測試

為了對驅動器性能進行測試， 選用25D60-24V 的直流電機進行閉環控制控制， 電機的額定功率為60W， 額定轉速為2800rpm， 額定電壓為24V， 額定電流為3.8A. 其電機的最高轉速可達2910rpm， 電機啟動的最低轉速為44rpm， 堵轉時無明顯發熱現象。 為了測試電路工作的穩定性， 連續三天電機工作8 小時以上， 電路的發熱較小；為了測試電路的抗沖擊， 抗干擾能力， 系統在開與關之間連續進行多次切換， 電路工作沒有出現任何故障；另外系統在突然增加負載的情況下也能正常工作。 因此完全滿足驅動的需要， 而且設計過程中， 為防止啟動和制動電流的驟然升高， 電路有較大的電流冗余， 電路中最高電流可以達到8A， 有效地保證了電路工作的穩定性，并具有很強的抗干擾能力。

4 結論

本文設計并實現了一種較大功率直流電機驅動電路， 從器件的選擇到系統的實現， 詳細分析和探討了電路設計過程中可能出現的各種問題， 并通過理論計算和工程實踐解決上述問題。 該電路魯棒性強， 實用性廣， 尤其適合驅動較大功率的直流電機。