現代便攜式數碼設備離不開顯示器，而作為顯示器背光源的白光LED(發光二極管)在很多方面(比如使用壽命，能耗)都有著優于傳統CCFL(Cold Cathode Fluorescent Lamps，冷陰極熒光燈)數倍甚至數十倍的性能，所以，由它作為顯示器背光已成為一種趨勢。

由于白光LED的亮度受其驅動電流影響較大，因此設計穩定電流的驅動器一直是一個技術熱點，其中的一種方法是采用串聯式的連接LED方式，這種方式結構復雜，而且需要電感，因此會產生EMI，且占用芯片面積大，成本高；另一種方式是采用電荷泵提供并聯的幾路恒定電流，這種方式無需電感，所以不會出現第一種方式的EMI等問題。本文所述的EA就是用于此種電荷泵的LED驅動器，它可保證充電電流恒定以實現低噪聲工作。

EA作為一種基本的集成電路(IC)模擬電路單元，以其高精準的電壓基準、低噪聲、高的電源噪聲抑制比(PSRR)和高的共模抑制比(CMRR)。而被廣泛用在了模數轉換器ADC、數模轉換器DAC、LDO驅動器、及射頻電路中。文中設計了一款用于電荷泵的新型EA，與以前出現的EA相比，該EA的特點如下：

1)誤差放大器的輸入級電源由電荷泵的穩定輸出偏置，而非不斷下降的，從而保證了供電的穩定性；

2)引入動態補償電路，以保證頻率特性，同時降低了成本，傳統的方法是用外接電容和其等效串連電阻進行頻率補償；

3)電容中的彌勒電容不但補償了頻率，還進一步改善了電路的PSRR性能；

4)一些附加電路，如：啟動電路、負載電流采樣、過流保護等可進一步提高整個電路的精度。

1 電路設計

該改進型誤差放大器的電路以及一些附加電路和反饋電路如圖1所示，為了方便分析，圖中把各個功能模塊用虛線劃開。

1.1 誤差放大器

此電路的核心是一個高增益大PSRR的跨導運算放大器(OTA)，其它包含一級放大器Gml，二級放大器Gin2，和一個頻率補償電路。其中Gml是差分輸入的基本對稱OTA，它將從正端和負端分別反饋回來的基準電壓和VOUT分壓信號放大。偏置電流模塊由M7、M8、M11、M12、M13、M14、M15以及R3組成。偏置電流I0是I3的兩倍，由基準電壓Vref、NMOS管M15的閾值電壓和R3來設定。而M7和M8的源端都接到電荷泵的輸出VOUT，因此可以通過設定M7、M8使誤差放大器在VOUT達到某個值(如3.6 V)時才工作。同時這一部分還會產生一個SN信號來啟動過流保護單元，并提供偏置。Gm1的輸出級是一個電流放大結構，由M3、M6、M9和M10構成，放大比例為3：1，即： (W／L)6：(W／L) 5=(W／L)4：(W／L)3=3：1，其中W和L分別是晶體管的寬和長。這個比例是在折衷考慮增益帶寬、相位余量和輸出噪聲后得到的。

第二級放大電路的增益Gm2主要用來增加電路的開環增益，并減小誤差放大器的輸出阻抗，從而增大帶寬。它是一個反相放大器，由M20和M21組成，兩個管子都有較大的寬長比。頻率補償電路中M16和M20的寬長比決定了電路的低頻開環增益。

為了改善電路的頻率特性，本設計中運用了兩種補償電路。一個是動態頻率補償電路，如圖1中的由開關電阻和MOS管寄生電容組成的RC網絡，它可以通過去采樣負載電流來改變MOS管的工作點，即：通過改變開關電阻和MOS管寄生電容的值來實現動態補償。由于其零極點頻率會隨負載電流的增加(減小)而增加(減小)，因此，電荷泵單位增益頻率(UGF)在負載變化時基本保持不變，這就保證了電荷泵在全負載范圍內能夠穩定工作。圖1中的動態頻率補償電路包括M16、M17、M18、M19和C2，其中，M16、M18和C2不僅僅是放大器Gml的負載，同時還有頻率補償的功能。這里將M18的柵面積設計得很大，用以產生一個大的寄生電容。電流采樣電路中的M31和M19組成一個鏡像電流源，設計它們的W／L比為1：5。通過晶體管工作基本原理可知，M18的柵壓VGM18為：

從上式可以清楚的看到VGM18和IS的關系(采樣電流，這里IS≈IGM／3000)，即：VGM18隨著IGM變化。也就是說RC動態補償網將會隨著IGM的變化而變化。

電路中的另外一個頻率補償用到了第一和第二級放大器之間的電容C1，反饋從輸出引入，這種方法同時增大了電路的PSRR。

1.2 其它功能模塊

另外，在設計本電路時，還應當設計一些其它的功能模塊，包括：啟動電路、電流采樣、過流保護等電路。

不同于傳統方法，本設計將Gml差分輸入的電源偏置連接在電荷泵的輸出電壓VOUT上，而不是VIN，這就使得此偏置電壓非常穩定，其原因在于VOUT的紋波很小，而且噪聲極低。

然而，這種設計也會產生一個問題，即：VOUT在系統上電之初為零，而此時EA又不工作，使得整個電路無法工作，所以，需要增加一個啟動單元，以使系統在剛上電時就可使電荷泵工作，從而使VOUT上升，當VOUT增大到閾值時，EA開始工作。當電路啟動起來以后，電荷泵驅動電壓則由EA輸出控制M22、R4和M24使能開啟電路，而M23、M25、M26和R5將其關斷。

系統中的電流采樣電路采取一個與IGM成正比的小電流IS，此電路由M27、M28、M29和M30組成。應將M27的柵極和電荷泵中電流鏡的柵極相連接，可將采樣比例設定為1：3000。其采樣原理如下：

由于基準電路提供的是一個非常小的偏置電流(大概1μA)，那么M28的柵源電壓VGS也就很小，差不多就是其閾值電壓。而M29的寬長比W／L被設計得很大，那么采樣電流IS就很小，則M29的柵源電壓VGS也很小，因此，M27和電荷泵中開關管的VDRAIN差不多大小。其過流保護電路包含M32、M33和M34。這里，M34和電流采樣電路的M31相互鏡像。它是通過采樣電流IS來控制電荷泵中開關管的柵極電壓，因此限制了最大值。在正常范圍內，IS很小，M32和M34一起驅動，M33的VGATE為高，過流保護單元不工作。當IGM增加時，M34的VDRAIN(或者M33的VGATE)將慢慢減小。當增大到某個值時，M33完全導通，反饋回路將VDRIVER限制在某個值，從而限制IGM，實現過流保護功能。M32、M33和M34的尺寸在設計時應注意匹配。限流工作時，電路形成一個反饋回路，C3作為彌勒補償以使限定電流穩定。

2 仿真結果

為了*估所設計電路的性能，本系統利用Hynix 0.5μm CMOS工藝進行仿真。圖2給出了HSPICE仿真在不同電源電壓下頻率與增益的比較結果，仿真結果表明在很寬的頻率范圍內．增益超過60 dB。

不同電源電壓下PSRR與頻率的關系及不同IGM下CMRR與頻率的關系分別在圖3和圖4中給出。結果表明，該電路的PSRR和CMRR分別可達到65 dB和70 dB。

為了進一步測定設計的可用性，這里還繪制了一個用到該EA的恒流電荷泵版圖，如圖5所示，以便開展后續工作。

3 結束語

本文基于對稱OTA結構，設計了一款用于低噪聲恒流電荷泵的誤差放大器EA，即在傳統的設計基礎上引入了動態頻率補償及彌勒補償。新設計的EA不僅降低了輸出波紋及噪聲，而且改善了穩定性。從電路分析和仿真結果可以看到在100 Hz～10 MHz頻率范圍內，其增益高達60 dB，PSRR為65 dB，而CMRR則高達70 dB，系統達到了較高的性能。