在設計師眼中，隔離是一個必不可少的負擔。說隔離必不可少，是因為它可以確保電子設備的安全性，使任何人均可使用。說隔離是個負擔，是因為它會限制通信速度，會消耗大量電能，并占用電路板空間。基于舊技術的光耦合器，甚至許多較新的數字隔離器能耗巨大，結果使某些類型的應用失去了實用價值。在本文中，我們將考察超低功耗隔離技術的最新發(fā)展，及其與現有技術的關系和實現方式。我們還將探討可從這類新器件中受益的幾種應用。

對設計師來說，大約45年前現代光耦合器的出現是一次巨大的飛躍。有了它們，可在電源控制電路中實現反饋，在通信電路中實現信號隔離以斷開接地環(huán)路，并可實現對高端功率晶體管或電流監(jiān)控器的通信。20世紀70年代，光電器件大量涌現。這些器件影響了通信標準（如RS232、RS485）和工業(yè)總線（如4~20mA電流環(huán)路、DeviceNet和Profibus）的發(fā)展進程。

受隔離器件本身限制的影響，光隔離的功能決定了這些通信總線的諸多特性。在接下來的20年中，隔離技術的發(fā)展變化基本上屬于量變，而到了2000年，市場上出現了首批新型芯片級數字隔離器。這些新器件先后采用感性耦合技術、芯片級變壓器、GMR材料以及后來的差分容性耦合技術。

這些新技術可以支持比老式光耦合器高得多的速率和低得多的功耗水平，但在既定標準一統天下的情況下，新器件的許多功能（如高速率）并未得到充分利用，因為現有標準接口并沒有此項要求。

數字隔離

數字隔離器中的編碼和解碼電子元件采用標準封裝和IC工藝制成，這使得數字功能的添加變得簡單易行。低功耗、低電源電壓支持以及高集成度已經成為非光學耦合器的主要設計優(yōu)勢。使隔離獲得更高速率、更低功耗的創(chuàng)新將支持要求最為苛刻的新接口標準。當前，數字隔離器的功耗雖然顯著低于光耦合器，但需要低2至3個數量級才能進入新的應用領域。到目前為止，高性能隔離還不能實現這一目標。

各種技術的比較

隔離器件性能的提升是數據編碼方案與數據傳輸媒介效率共同作用的結果。在本文中，我們將重點討論決定功耗的各個方面。編碼和解碼方案大致可以分成基于邊沿編碼脈沖的系統和電平編碼系統兩種。最簡單的電平系統必須把能量持續(xù)地推送通過隔離柵，以保持高電平輸出狀態(tài)，而在不向隔離柵發(fā)送能量時則代表低電平輸出狀態(tài)。

在光耦合器中，能量傳輸由光促成，與直接形成電場或磁場相比，其效率較差，而且接收元件端的檢測效率也差強人意。因此，基于簡單晶體管或PIN二極管的光耦合器需消耗大量能量來產生光，以使輸出保持開啟狀態(tài)，但接收器接收信號只需消耗很少的能量。這種情況如表1所示，其中展示了PIN二極管接收器光耦合器的功耗。平均而言，高輸入電流和低輸出電流是這類光耦合器的特點。

表1：隔離器的每通道功耗對比（VDD = 3.3V，100kpbs）

通過為接收器添加有源放大功能，速率較快的數字光耦合器減少了維持某種狀態(tài)所需光量。雖然這種方法減少了LED的平均電流需求，但接收器的靜態(tài)電流卻相對較大，因此，功耗并未真正降低，只是轉移到了接收器端。降低所需功耗就需要提高LED和接收器元件的效率，或者改變編碼方案。這也是光耦合器技術在如此長的時期內未取得突破性進展的原因。

容性耦合數字隔離器

在許多容性耦合數字隔離器中，系統實際上類似于光耦合器。這類器件用一個高頻振蕩器發(fā)送信號，使其通過一對差分電容。就像光耦合器的LED一樣，該振蕩器需要消耗電能以發(fā)送高電平狀態(tài)，關閉以發(fā)送低電平狀態(tài)。接收器配有有源放大器，兩種狀態(tài)下均需消耗偏置電流。如表1所示，得益于電容的高耦合效率，總功耗顯著低于光耦合器方案。

需要注意的是，數字隔離器的功率水平大致相當，不管是采用感性耦合還是容性耦合的方案。在這種情況下，決定最低功率水平的主要是編碼方案，尤其是在低數據速率條件下。

ADI公司基于iCoupler的數字隔離器（如ADuM140x系列）采用另一種編碼方案，如圖1所示。該方案在輸入端檢測邊沿，并將其編碼為脈沖。對于ADuM140x，一個脈沖表示下降沿，兩個脈沖表示上升沿。這些脈沖通過片內小型的變壓器被耦合到副邊。接收器對脈沖計數，重構數據流。脈沖本身非常魯棒，信噪比出色，但其寬度只有1ns，因此，單位脈沖能量較低。這樣造就了一個卓越的屬性：無數據變化時，狀態(tài)在輸出端保存于一個鎖存器中，幾乎不消耗電量。這意味著，功耗就是脈沖流中的集成電能與一些偏置電流之和。隨著數據速率的降低，功耗呈線性下降，一直降至直流。同樣，實現功耗下降的是編碼方案而非特定的數據傳輸媒介，該方案既可采用容性系統也可采用光學系統。

圖1：數字隔離器的脈沖編碼方案圖示。

Detect data edges： 檢測數據邊沿

Encode as pulses： 編碼為脈沖

Transfer through transformer： 通過變壓器耦合

Decode pulses： 解碼脈沖

Reconstruct data： 重構數據

Rising edge： 上升沿

Falling edge： 下降沿

CMOS top metal： CMOS頂層金屬

Insulation： 隔離

脈沖編碼方案并非低功耗的靈丹妙藥。其不足在于，如果輸入端無邏輯變化，則不會向輸出端發(fā)送數據。這意味著，如果在上電時序造成輸入輸出存在不同的直流電平，則輸入和輸出將不會匹配。ADuM140x解決了這個問題，其方法是在輸入通道上設置一個刷新看門狗定時器，如果未檢測到活動的時間超過1μs，該定時器將重新發(fā)送直流狀態(tài)。這種設計帶來的結果是，當數據速率低于1Mbps時，這種編碼方案將不會繼續(xù)降低功耗。實際上，該器件始終運行于至少1Mbps的數據速率下，因此，在低數據速率情況下，功耗不會繼續(xù)下降。即便如此，與電平敏感方案相比，脈沖編碼方案的平均功耗較低，如表1所示。

挑戰(zhàn)低功耗的極限

ADuM140x脈沖編碼方案最初是針對高數據速率而優(yōu)化的，并非為了獲得絕對最低的功耗。該編碼方案在進一步降低功耗方面有著巨大的潛力，尤其是在直流至1Mbps頻率范圍內。該數據范圍正是大量隔離應用所使用的范圍，尤其是具有低功耗要求的應用。

基于iCoupler技術的四通道ADuM144x和雙通道ADuM124x系列運用了下列創(chuàng)新。

1.設計以低電壓CMOS工藝實現

2.對所有偏置電路進行評估，并盡可能減少或消除偏置。

3.刷新電路的頻率從1MHz降至17KHz

4.刷新電路可完全禁用，從而實現最低功耗

功耗為頻率的函數，如圖2所示，其參照對象為ADuM140x。在啟用刷新的情況下，對于ADuM140x，當數據速率為1Mbps時，刷新導致的曲線拐點清晰可見，ADuM144x則在數據速率為17kbps時清晰可見。在1kbps時，ADuM144x每個通道的典型功耗要低65倍，而在完全禁用刷新時，則低1000倍左右。

圖2：ADuM144x和ADuM140x器件在VDDX=3.3V條件下的每通道總功耗。

Current per Channel （μA）： 每通道電流/μA

功耗的大幅下降為何有用？在以下三種應用中，傳統光耦合器和數字隔離器的作用有限或者完全不可用。

4mA至20mA隔離式環(huán)路供電型現場儀表

環(huán)路供電型現場儀表（見圖3）的功率預算非常有限，因為所有功率均來自4mA的環(huán)路電流。但幸運的是，該環(huán)路通常可提供足夠的電壓（典型值為24V），能從系統中獲取大約100mW的功率。4mA時，整個應用將使用大約12V的環(huán)路電壓。在這一預算范圍內，一個簡單的DC/DC轉換器可為隔離式傳感器ADC和控制器供電。

圖3：環(huán)路供電型現場儀表。

Controller： 控制器

Isolation： 隔離

Signal conditioning： 信號調理

Loop+： 環(huán)路+

Loop-： 環(huán)路-

即使假定DC-DC轉換器具有較高的效率且電壓降壓比為2:1，在3.3V條件下，一個典型的傳感器前端可使用的電流不足4mA，環(huán)路端的功率預算與之大致相當。主接口為連接ADC的SPI總線。隔離式接口的每一端，以及所有控制器ADC和信號調理元件均由環(huán)路供電。表2展示了一種4線SPI總線在每種隔離技術下的功耗情況。SPI 1為隔離的環(huán)路端電流，SPI 2為所需要的傳感器端電流。在隔離接口的每一端，光耦合器需要消耗的功率比功率預算高許多倍。

表2：100kbps隔離式SPI接口每側的總功耗

容性數字隔離器會消耗現場儀表的全部功率預算。一種可能性是選擇ADuM1401，但系統其余部分的功率預算很小，即使是僅支持連接ADC的單個SPI接口。基于iCoupler技術的新型超低功耗數字隔離器ADuM1441的功耗非常低，僅占功耗預算的很小一部分。該技術不僅允許應用在其功率預算內正常工作，同時還允許添加第二個四通道隔離器，以支持一個HART調制解調器接口和一個智能前端控制器，如圖中虛線部分所示。功耗超低的iCoupler技術可實現以前在隔離應用中無法實現的新功能。

以太網供電I2C通信總線

以太網供電（POE）等電信類應用從電壓相對較高的供電軌中獲得功率，該供電軌為以太網供電。控制通信接口必須從隔離式DC/DC轉換器獲取功率，或者通過一個調節(jié)器從-54V總線電壓取得功率。在圖4所示例子中，用于I2C控制總線的3.3V通信接口電壓由POE控制器內置的一個調節(jié)器產生。表3所示為在POE控制器端運行I2C總線接口所需要的電流，以及POE控制器為支持每種技術而消耗的功率。

圖4：以太網供電I2C通信總線。

Isolation： 隔離

Regulated Power： 調節(jié)后的電源

表3：POE應用中隔離技術的總功耗

光耦合器解決方案會在芯片中產生半瓦特的熱量，而該芯片很可能已接近其熱極限。表中從上向下，每種接口的表現均略好于前一項，最后是功耗超低的ADuM1441，其功耗約為1mW。如此一來，該接口的熱負載在這種芯片中顯得微不足道。即使電源未在POE芯片內部調節(jié)，該功耗也非常低，可以使用一個簡單的齊納二極管和電阻，從而使節(jié)能元件的成本和冷卻負載達到合理水平。該技術簡化了電源架構。

電池供電式醫(yī)療傳感器

超低功耗的第三個用途是支持持續(xù)長時間的電池供電應用。面向家庭健康監(jiān)護的醫(yī)療器械（如血糖儀、脈搏血氧儀）必須采用特殊結構，以在接觸病人的同時，還能連接非醫(yī)療級的計算機（見圖5）。必須為串行接口供電，并能在連接計算機時喚醒設備，因此，待機電路中應采用一個有源隔離器。在這種情況下，借助ADuM1441的刷新禁用特性，可使器件從電池吸取的電流低于4μA。對于如此低的功耗水平，即使是一枚紐扣電池也可使待機電流維持數年時間。

圖5：電池供電式醫(yī)療傳感器解決方案。

Computer： 計算機

另外，得益于ADuM1441超低的功耗，還可方便地為隔離組件面向計算機的一端供電。由于接口運行只需幾μA的電流，因此，可以在串行接口中專門用一條狀態(tài)線為隔離器供電，這樣，就不需要專用電源了。

表4展示了光耦合器以及各種數字隔離方案在待機模式下的部分屬性，。請注意，如果選擇了正確的空閑狀態(tài)，PIN/晶體管隔離器的待機電流實際上可以像基于iCoupler的超低功耗產品一樣低。許多應用即利用了光耦合器的這一屬性來實現超低待機功耗。然而，一旦開始通信，功耗即會躍升至相對較高的水平，ADum1441解決方案就不會這樣。

表4：隔離器的低速和空閑總功耗