“基于電阻的分壓器、線性穩(wěn)壓器、降壓轉(zhuǎn)換器以及其他調(diào)節(jié)電壓的方法。”

市場上幾乎每一種消費電子產(chǎn)品都會進行某種形式的直流電壓轉(zhuǎn)換。原因很簡單：從普通電池或插座中獲得的電壓很少能夠直接適用于電路中的每一個部分——無論是電機、液晶背光還是最新一代的數(shù)字芯片。

電路可能在你并不察覺的時候進行著電壓轉(zhuǎn)換。例如，典型的微控制器會有一個微小的內(nèi)部電荷泵，為 EEPROM 和閃存產(chǎn)生更高的電壓。它還可能有另一個穩(wěn)壓器，為 CPU 內(nèi)核產(chǎn)生較低電壓。

盡管如此，對于大多數(shù)愛好者來說，電壓轉(zhuǎn)換仍然是個 “黑魔法”。LM7805 或 LM317 等過時的線性集成電路出現(xiàn)在超現(xiàn)代的 32 位微控制器旁邊。如果開關穩(wěn)壓器出現(xiàn)在業(yè)余愛好項目中，其設計通常是從其他地方照搬過來的，根本不考慮它是否適合手頭的任務。

今天，讓我們來仔細研究一下直流電壓轉(zhuǎn)換任務。這些電路通常使用復雜的術語和令人眼花繚亂的數(shù)學來解釋，但其操作并不難掌握。

基于電阻的分壓器

讓我們從頭開始。從已知的穩(wěn)定電源導出中間電壓的最簡單方法是使用電阻分壓器。大多數(shù)業(yè)余愛好者都熟悉的基本電路如下所示：

在中間沒有連接負載的情況下，通過 R1 和 R2 的電流必然相等；根據(jù)歐姆定律，我們知道 I = Vin / (R1 + R2)。根據(jù)同一定律，我們還知道 R1 和 R2 上會有一個與電流有關的壓降；兩個壓降之和始終等于 Vin，中點由電阻值之比設定。如果 R1 = R2，中點的電壓將為 Vin/2。很簡單。

這個電路最嚴重的限制是，只有當通過“負載”的電流與流經(jīng) R1 和 R2 的電流相比，可以忽略不計時，它才能正常工作；一旦違反這一條件，中間的電壓將取決于負載的作用。如果要為高功耗的負載提供穩(wěn)定的電壓，就必須采用不切實際的低電阻，從而導致通過 R1-R2 通路的損耗電流增加。

在實際應用中，最常見的是將電阻分壓器作為偏置網(wǎng)絡，為運算放大器輸入端或場效應管柵極提供偏置。在這種應用中，負載的影響幾乎可以忽略，電阻可能在 10 kΩ 至 100 kΩ 之間徘徊，只會產(chǎn)生微安級別的損耗。

如果負載在電路中或多或少地表現(xiàn)為恒定電阻，則可以構(gòu)造出效率更高的傳統(tǒng)分壓器變體。在這種情況下，負載本身可以代替 R2 成為分壓器的一部分：

這種設計的第一個問題是，它仍然在浪費能量，只是浪費的程度不如以前。負載上電壓的降低是通過 R1 阻礙電子的流動來實現(xiàn)的，從而將供應的部分能量轉(zhuǎn)化為熱量。焦耳定律給出了浪費的熱量：P = IV。如果電流很大，需要降低的電壓超過幾分之一伏特，損耗就會變得很嚴重。

這種拓撲結(jié)構(gòu)的另一個問題是，很少有負載能像恒定電阻一樣，同時還能做一些有用的事情。特別是，無論是執(zhí)行程序的集成電路，還是負載下的電機，都不符合這一要求。它們所需的電流會隨著時間的推移而變化，因此它們的表觀電導率/電阻率也會隨之變化。由于分壓器的工作取決于電阻的比值，因此產(chǎn)生的電壓必然會出現(xiàn)偏差。

基本線性穩(wěn)壓器

解決可變電阻負載所帶來的挑戰(zhàn)的一種方法是使 R1 也可變。我們可以想象某種基于反饋的電阻電路，它根據(jù)需要導通或多或少的電阻，以保持固定的電阻比，從而使連接負載上的電壓保持一致。

還記得之前一篇關于信號放大的文章的人可能會記得，這種描述與基于晶體管的電壓跟隨器的行為相吻合。從本質(zhì)上講，n 溝道 MOSFET 只有在其源極和柵極之間存在足夠正的電壓（Vgs > Vth）時才會導通。如果我們使用一個基于電阻的分壓器，為這種晶體管的柵極端提供所需的電壓，然后在源極端放置負載，就可能如愿以償：

這個電路可以用 2N7000 等通用 MOSFET 實現(xiàn)，但在實際應用中性能并不是特別好，因為它所接納的電流不僅取決于柵極電壓 (Vgs)，還與漏極-源極電壓 (Vds) 有一定的相關性。盡管如此，在一定范圍內(nèi)，它還是說明了線性穩(wěn)壓器的基本工作原理。

我們可以嘗試的第一種改進方法是放棄電阻，改用內(nèi)部齊納二極管來提供絕對電壓基準。一個簡化的例子是

這里的原理是，如果二極管中流過受控電流，由于電子通過 p-n 結(jié)耗盡區(qū)所需的能量，其端子上或多或少會產(chǎn)生恒定的壓降。換句話說，在一定的合理范圍內(nèi)，即使電源電壓隨時間波動，得出的 Vref 也是穩(wěn)定的。

為了進一步改進電路，我們可以使用運算放大器作為電壓監(jiān)控器。該器件可檢測到 Vref 和 Vout 之間的任何差值，然后將晶體管柵極的電壓向相反方向移動，直到誤差消失。這種反饋機制有助于消除單晶體管設計中柵極-源極電壓、漏極-源極電壓和漏極電流之間的不理想關系：

反饋電阻是可選的，但它們可以使輸出電壓很容易地與二極管產(chǎn)生的基準電壓成比例；例如，如果 R1 = R2，輸出電壓應為 2 × Vref。在實際電路中，一些反饋阻尼可能也是適當?shù)?，以防止運算放大器過于波動和放大隨機高頻噪聲。

盡管一些互聯(lián)網(wǎng)資料可能會說，除非有特殊癖好，你不應該在設計中經(jīng)常使用它們。但無論如何，線性穩(wěn)壓器的工作原理就是這樣的。一個花哨的可變電阻仍然是一個電阻：能量仍然按照 I x V 被浪費。但涉及微小電流或極小壓降的情況可以例外。例如，精密線性穩(wěn)壓器是為運算放大器輸入端提供偏置或為 ADC 生成基準電壓的明智選擇。

開關電容器轉(zhuǎn)換器（電荷泵）

開關模式的穩(wěn)壓器通常被認為很復雜，但其工作原理卻很容易解釋。讓我們從下面的原理圖開始，它由一個可自由移動的 “飛行” 電容（Cf）和一個輸出電容（Co）組成：

如上圖所示，如果我們將 Cf 連接到電源，電容器將被充電，并在其兩端產(chǎn)生等于 Vin 的電壓。該電壓是電容器內(nèi)部靜電場存儲電荷的結(jié)果，即使我們將其從電源上斷開，該電壓也會持續(xù)存在。您可以使用該電容器，以相同的電壓為某個完全無關的電路供電一段時間。

讓我們將帶電的 Cf 跨接在輸出電容 Co 的端子上：

此時，假設 Co 最初并未充電，Cf 會將其部分電荷轉(zhuǎn)移到 Co 上，從而在輸出電容的兩端產(chǎn)生正電壓。如果這個過程重復多次，Co 將幾乎充滿電，電壓表在 A 點和 B 點之間的讀數(shù)將接近 Vin。

但請注意，輸出電容器的負極（B）與正極電源軌相連。在開路情況下，不允許任何電流流動，但這意味著，如果我們將電壓表連接到 A 和 C 兩端，實際上測量的是 2 × Vin。這就是電壓倍增器！

當然，在真正的電荷泵中，飛行電容器不會發(fā)生物理移動，而是通過四個場效應晶體管以精心編排的順序在這些點之間進行電氣切換。切換頻率通常在 100 kHz 至 2 MHz 之間，由監(jiān)控電路進行調(diào)節(jié)，從而促進向連接的負載進行近乎無縫的能量傳輸。雖然這些監(jiān)控功能可以通過多種方式實現(xiàn)，但越來越常見的架構(gòu)是由一個運行少量代碼的簡單微控制器來實現(xiàn)。

不同的輸出電容排列可以實現(xiàn)不同的倍增比或產(chǎn)生負電壓（最后一部分是通過將 Co 懸掛在接地軌上并來回翻轉(zhuǎn) Cf 來實現(xiàn)的）。另外，由于電荷轉(zhuǎn)移過程是對稱的，因此也可以用同樣的方法來進行電壓。

由于電容器能很好地控制其內(nèi)部場，而且現(xiàn)代多層陶瓷（MLCC）在標準電荷泵工作頻率下阻抗很低，因此 LM2776 等轉(zhuǎn)換器 IC 具有出色的效率，在各種負載下通常都能達到 85% 以上，而且不會產(chǎn)生大量射頻干擾。

另一方面，簡單電荷泵的一個主要局限是缺乏電壓調(diào)節(jié)：器件可以產(chǎn)生任意倍數(shù)的 Vin，但如果電源波動，轉(zhuǎn)換器的輸出也會波動。由于飛行電容通常選得比輸出電容小，Co 的充電是逐步進行的，因此可以通過監(jiān)控輸出電壓和改變過程的時間來實現(xiàn)一些粗略的調(diào)節(jié)。另一種更好但效率較低的調(diào)節(jié)方法是通過電阻限制提供給 Cf 的電流，從而對其充電狀態(tài)進行更精細的控制。LTC3240 就是一個將電壓調(diào)節(jié)至 +/- 5% 左右的升壓型電荷泵的例子，從數(shù)據(jù)手冊中可以看出，它的整體效率受到了影響。

除了電壓調(diào)節(jié)程度有限之外，電荷泵的主要缺點在于其固有的不連續(xù)工作特性：從電源到負載之間從來沒有直接的電流流動。再加上電荷轉(zhuǎn)移路徑中的晶體管數(shù)量相對較多，這意味著電荷泵的設計電流通常不會超過 300 mA。過了這個點，基于電感的設計就占了上風。

降壓轉(zhuǎn)換器（Buck converter）

降壓轉(zhuǎn)換器是最簡單的電感式穩(wěn)壓器。它用于產(chǎn)生嚴格控制的低于電源的輸出電壓。電路如下：

從本質(zhì)上講，降壓轉(zhuǎn)換器的控制器監(jiān)控輸出電壓，并在輸出電壓低于預設水平時打開開關，從電源軌為輸出電容器充電。

如果沒有限制浪涌電流的方法，該電路可能會表現(xiàn)不穩(wěn)定：電容充電過快，導致 Vout 瞬間過沖至 Vin。在充電電流路徑上安裝一個小電阻可能是一種解決方案，但這有點浪費。電感似乎是一個更好的選擇，它通過將部分能量可逆地轉(zhuǎn)移到內(nèi)部磁場中來抵制電流的變化。

當監(jiān)控電路首次閉合開關時，通過電感的電流會緩慢上升，從而使我們能夠很好地控制電容的充電水平。但是，當開關打開時，新的問題就出現(xiàn)了：電感的磁場坍塌，繼續(xù)推動電子沿著之前的路徑前進，從而釋放出存儲的能量。如果沒有新的路徑可循，這種現(xiàn)象就會在電感兩端產(chǎn)生危險的尖峰電壓：開關側(cè)為負，電容側(cè)為正。更糟糕的是，它還會導致電場中存儲的能量在非生產(chǎn)性的情況下耗散，使電感終究不如一個電阻。

為了解決這個問題，我們的簡單降壓轉(zhuǎn)換器還必須包含一個巧妙放置的反向偏置二極管。一旦電感左側(cè)為負值，二極管就開始導通，而這種情況只有在開關斷開時才會發(fā)生。二極管導通后，電子會被 0 V 電壓軌的塌縮磁場拉向電容和負載，最終找到有效的返回路徑：

當然，穩(wěn)壓器設計師必須考慮到這一額外的 “開關斷開” 的電流，以防止電容過充電。不過，由于電場中存儲的能量或多或少與電感的 “導通” 時間成正比，因此這種現(xiàn)象的大小很容易預測和控制。

降壓轉(zhuǎn)換器的開關效率很高，但通常只能在較窄的負載范圍內(nèi)達到最佳性能。損耗的一個主要來源是電感線圈的電阻；如果選擇的元件成本較低，且在 PCB 上的占板面積盡可能小，那么電阻可能會很高。另一個損耗源是電感器的電磁場泄漏，這也會造成中頻和高頻波段的無線電干擾，使開關電源在某些應用（如無線電接收機或精密放大器）中出現(xiàn)輕微問題。

另一方面，降壓轉(zhuǎn)換器采用半連續(xù)工作方式，電流從電源直接流向負載；這意味著它們可以毫不費力地提供大電流，即使是 AP63203 這樣的微型器件也能處理數(shù)安培的電流。通過電感器的電流逐漸升高也意味著可以輕松實現(xiàn)出色的電壓調(diào)節(jié)。

需要注意的是，除了需要外接電感的 IC 外，還可以購買價格低廉的一體式模塊，這些模塊不需要太多的修改工作，而且簡化了電路設計。CUI VXO7803-500 和 MPS mEZD71202A-F 就是兩個很好的例子。

升壓轉(zhuǎn)換器（Boost converter）

如上一節(jié)所述，降壓穩(wěn)壓器的局限性在于，該設備只能輸出低于電源軌的電壓。要產(chǎn)生更高的電壓，就必須采用不同的方法，而最常見的方法就是升壓拓撲結(jié)構(gòu)：

讓我們來看看開關閉合時會發(fā)生什么。原則上，這會造成電源軌之間的短路，但在短時間內(nèi)，電感會阻擋電流的流動，同時將電源的能量轉(zhuǎn)移到內(nèi)部磁場中。當然，這種效應很快就會減弱，因此要避免真正的短路，開關必須在很短的時間內(nèi)打開。

一旦開關斷開，電感的塌縮磁場就會試圖維持電荷沿原來的方向流動。就像降壓轉(zhuǎn)換器一樣，這會使線圈的左端更負，而使右端更正。

當然，較負的一端仍連接到正電源軌，因此其電位相對于電源保持不變；同時，連接到另一終端的電壓將高于 Vin 的電壓。這個電壓峰值會導致二極管開始導通，從而允許能量轉(zhuǎn)移到電容器。

重要的是，由于線圈可產(chǎn)生的峰值電動勢遠遠超過 Vin，因此電容也可以充到更高的電壓。事實上，如果讓這一過程無限期地持續(xù)下去，電容的電壓可能會達到數(shù)百伏。由此可見，輸出調(diào)節(jié)至關重要。這可以通過改變電感器的 “導通” 時間來實現(xiàn)，從而改變每一步傳輸?shù)哪芰俊?/p>

升壓轉(zhuǎn)換器（如 MCP1642B/D）通常用于利用單個堿性電池為更高電壓的器件供電，或為 LCD 背光等設備產(chǎn)生 10V 以上的電壓。這些器件具有降壓拓撲的大部分優(yōu)缺點：需要電感器，RFI 基底面大，但可以輕松提供相當大的電流。

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審核編輯 黃宇