本應用說明介紹了采用MPS 可變關斷時間控制器HFC0300實現(xiàn)反激變換器的設計指南，如圖 1 所示。遵循本文的步驟，即可輕松設計具有可變關斷時間（或準固定導通時間）控制的反激變換器。此外，文章最后一部分還展示了基于設計實例得出的實驗結(jié)果。

*附件：采用MPS 可變關斷時間控制器HFC0300實現(xiàn)反激變換器的設計指南.pdf

圖1: 采用可變關斷時間控制器HFC0300實現(xiàn)的反激變換器

HFC0300簡介

HFC0300是一款集成了高壓電流源的可變關斷時間控制器。它采用固定峰值電流技術，隨著負載的減輕可降低頻率，因此具有出色的輕載效率，同時也可優(yōu)化其他負載條件下的效率。當輸出功率低于給定水平時，控制器將進入突發(fā)模式，以進一步減少空載或輕載條件下的功耗。其內(nèi)部
Vcc 欠壓鎖定 (UVLO)保護、過載保護 (OLP)、過壓保護 (OVP)、短路保護 (SCP) 和過溫關斷 (TSD)保護功能均集成在
IC 中，以減少外部元件數(shù)量。本應用說明介紹了采用 HFC0300
實現(xiàn)離線式反激變換器的實用設計指南，并給出詳細的分步設計流程，其中主要包括變壓器設計、輸出濾波器設計和元件選擇。

可變關斷時間控制簡介

可變關斷時間控制是反激變換器的變頻控制方案之一。通過實施固定峰值電流模式控制，開關峰值電流被固定（準固定開關導通時間），而關斷持續(xù)時間則根據(jù)所需的輸出功率進行調(diào)節(jié)。在
MOSFET 導通期間，漏極電流增大；一旦漏極電流達到內(nèi)部固定峰值電流水平，MOSFET
就會關斷。反饋環(huán)路將根據(jù)輸出條件控制頻率或關斷時間。因此，隨著負載的減小，關斷時間會延長，開關頻率也隨之降低。隨著輕載時頻率的降低，所有與頻率相關的損耗也相應降低（如柵極驅(qū)動損耗、開關損耗、磁芯損耗），從而提高效率。

降低開關頻率會迫使變換器工作于可聞區(qū)域。為了防止變壓器產(chǎn)生機械諧振，HFC0300能夠隨著負載的減輕逐步降低峰值電流。

圖 2顯示了關斷時間控制反激變換器中原邊開關的漏源電壓波形。在
MOSFET 導通期間，漏極電流線性增大，直至達到峰值電流水平。然后 MOSFET
關斷，反激變壓器中的漏感與寄生電容一起振鈴，并導致高壓尖峰。該尖峰可通過鉗位電路來限制。當FSET引腳電壓達到COMP（反饋引腳）電平時，開關再次導通并開始新的開關周期。

圖2: 關斷時間反激變換器的關鍵波形

設計流程

A. 預先確定輸入和輸出規(guī)格

• 輸入交流電壓范圍：V ac(min) 、V ac(max) ，例如 90Vac ~ 265Vac RMS
• 直流總線電壓范圍：V in(max) 、Vin(min)
• 輸出：V o 、I o(min) 、I o(max) 、Pout
• 估計效率：η，用于估計功率轉(zhuǎn)換效率，以計算最大輸入功率。一般情況下，根據(jù)不同的輸出應用，η可設置為0.8~0.9。

最大輸入功率的計算公式如下：

Pi n =Poutη
圖 3 展示了典型的直流總線電壓波形。在通用輸入條件下，直流輸入電容 Cin 通常設置為 2μF/W。對230V單量程應用而言，電容值可減半。

圖3: 輸出電壓波形

根據(jù)上述波形可得到交流輸入電壓 VAC 和直流輸入電壓 V DC ：

VD C (Va c , t ) = √ 2 ×V2ac**? 2 ×PinCin**×t
設定 V AC =V DC ，則直流總線電壓達到其最小值 VDC(min) 時的T1可通過下式計算：

VD C (mi n )=VDC**(Va c (mi n ) ,T1 )**
然后，可得到最小平均直流輸入電壓 V in(min) ：

Vi n (mi n ) = √ 2 ×VA C (mi n )+VDC**(mi n )**2
以及最大平均直流輸入電壓 V in(max) ：

Vi n (ma x ) = √ 2 ×Va c (ma x )

B. 確定啟動電路

圖3所示為啟動電路。上電后，內(nèi)部 2mA 電流源通過連接至
HFC0300 HV 引腳的 R1 對 C1
進行充電。一旦VCC電壓達到11.7V，內(nèi)部高壓電流源（2mA）即關閉，IC開始開關，輔助繞組則接管電源。如果在輔助繞組接管電源之前，VCC
已降至 8.2V 以下，則開關停止，內(nèi)部高壓電流源再次開啟，它將對 VCC 外部電容 C1 重新充電，從而開始另一個啟動過程（見圖 4）。

圖 4：HFC0300 啟動電路

圖 5：HFC0300 啟動波形和 VCC UVLO

C. 匝數(shù)比N、原邊MOSFET 和副邊整流二極管選擇

圖 5 顯示了反激變換器中原邊 MOSFET 和副邊整流二極管的典型電壓波形。由波形可知，原邊MOSFET漏源電壓的額定值 Vds 可通過公式(6)來計算：

Vd s =Vi n (ma x ) + N × (Vout**+VF**)+60Vk
其中，k是降額因子，通常選擇為0.9；VF是整流二極管的正向電壓；此處假設尖峰電壓為60V。

副邊整流二極管額定電壓 Vka 可通過公式 (7) 來估算：

Vk a =Vi n (ma x ) N +Voutk
其中k是降額因子，通常選擇為0.9。

圖 6：原邊MOSFET 和副邊整流二極管的電壓應力

根據(jù)公式 (6) 和 (7)，可以計算出原邊 MOSFET 和副邊整流二極管的額定電壓與匝數(shù)比 N 的關系，如圖 6 所示。

例如在一個90Vac~265Vac輸入、19V輸出適配器應用中，推薦選擇650V MOSFET和100V整流二極管以獲得更好的性能。從圖 7可以看出，N=6可滿足額定電壓要求。

圖 7：原邊 MOSFET 和副邊整流二極管的電壓應力額定值

D. 電流采樣電阻

峰值電流水平內(nèi)部設置為0.5V，因此電流采樣電阻可用于設置原邊峰值電流，同時決定變換器的工作模式，如CCM、BCM或DCM。如果電源被設計為在低線電壓輸入時以
BCM 模式運行，那么在高線電壓輸入和相同負載條件下將以 DCM 模式運行。磁化電感電流（反映至原邊）和原邊 MOSFET 的漏源電壓如圖 8
所示。

圖 8：不同線電壓下的原邊 MOSFET 電感電流和電壓

副邊電流的持續(xù)時間可通過公式（8）計算：

Tsecon d =Lm**×IpeakN**×VO
其中，Lm為原邊磁化電感，Ipeak 為原邊峰值電流。由于在不同輸入和相同輸出條件下的 Ipeak 總是相同，因此副邊電流的持續(xù)時間也是相同的。開關周期可以通過公式(9)計算：

T = N ×Ipea k ×Tsecond2**×Io**
根據(jù)公式(9)可知，在不同輸入和相同輸出條件下，開關周期也始終保持一致。由于原邊開關導通時間隨著輸入電壓的增加而減小，因此，輸入線電壓越高，其進入的DCM模式就越深。通常應在最小輸入條件下設計參數(shù)，以確保變換器能夠在最小輸入條件下提供所需的輸出功率。

由于N已選定，因此，如果電源設計為在低線電壓下以邊界電流模式 (BCM) 運行，則峰值電流可通過公式 (10)輕松計算：

Ipea k _BC M =2Io1**?**D
其中D為開關占空比，可通過公式(11)計算：

D = (Vo +VF**)×NVi n + (Vo +VF**)**×**N
如果電流采樣電阻設定的峰值電流大于 I peak_BCM ，則電源進入DCM模式；反之，如果電流采樣電阻設置的峰值電流小于 I peak_BCM ，則電源將進入CCM模式，如圖9所示。這里的 Kdepth 被定義為CCM的深度。

Kdepth**=IvalleyIpeak**

圖9: CCM模式下的原邊電流

峰值電流可由公式（13）計算得出：

Ipea k =2I o ( 1 ? D ) × ( 1 +Kdepth**)**×N
通常，40W 以下的功率級別優(yōu)選 BCM（邊界電流模式）；功率水平高于40W時選擇CCM（連續(xù)電流模式）。提供的功率越高，應采用更深的 CCM，從而實現(xiàn)更高的效率與滿載散熱性能。例如，對于90W的電源，Kdepth可選擇0.5。

所以，當給定電源規(guī)格后，我們首先需要確定變換器的工作模式，即確定 K depth 。Ipeak 和 Ivalley 可以通過公式(10)至(13)計算。電流采樣電阻則根據(jù)公式（14）來選擇：

Rsense**=VpeakIpeak**
其中 Vpeak 是電流采樣電阻的峰值電壓閾值；對HFC0300來說是恒定的0.5V。然后，我們根據(jù)公式（15）中給出的功耗來選擇具有適當額定功率的電流電阻：

Psense**= [ (Ipea k +Ivalley2**) 2 +112**(Ipea k ?Ivalle y ) 2 ]× D ×Rsens**e

E. 原邊電感Lm

反激變換器能夠提供的功率與存儲在其原邊電感 Lm 中的能量相關，如CCM模式下的公式 (16) 和DCM模式下的公式 (17)。

12**×Lm**×(I2pea k ?I2valley**) ×fs =po**_CCMη
12**×Lm**×I2peak**×fs**=**p**o**_**C**C**M**η**
調(diào)節(jié)輸出功率的方法有兩種，調(diào)整峰值電流值（傳統(tǒng)峰值電流模式控制）和/或調(diào)整開關頻率。HFC0300 通過調(diào)整開關頻率來調(diào)節(jié)輸出功率，同時保持峰值電流值恒定。因此，一旦選定了峰值電流，反饋環(huán)路就會自動設置開關頻率以獲得所需的輸出功率。

由于 Ipeak 和 Ivalley 在設計之初已經(jīng)確定，因此如果選定了 fs，就可以計算出 Lm。要提供良好的 EMI 性能，65kHz的最高頻率通常是一個不錯的選擇，因為其二次諧波（2*65kHz）的傳導 EMI 噪聲仍未經(jīng)過測試（傳導 EMI 頻率范圍：150kHz~30MHz）

如 D
部分所述，在理想情況下，不同輸入線電壓和相同輸出功率條件下的開關頻率是相同的。但在實際電路中，情況略有不同。盡管閾值是恒定的，但由于不可避免的傳播延遲，高線電壓的峰值電流將比低線電壓的峰值電流稍高一些，開關頻率將在低線電壓和滿載條件下達到最大值。所以我們通常選擇65kHz為低線滿載時的頻率。而所有計算都是在最低線電壓情況下進行。

F. CFSET 和OLP功能的設計

如圖 10 所示，最大頻率根據(jù)連接到 FSET 引腳的電容 CFSET
的充電結(jié)束時間來設定。在原邊開關導通后的很短時間之后（約 0.6us），恒流源開始為電容充電，并將其電壓與來自反饋環(huán)路的 COMP
電壓進行比較（見圖 10）。一旦該電容電壓達到閾值，電容即快速放電至 0V，并開始新的周期。為了使 FSET 引腳上的電壓完全放電，在 CFSET 再次充電之前，有大約 0.6μs 的內(nèi)部延遲（見圖 11）。因此，開關頻率可由 VCO（壓控振蕩）等反饋環(huán)路進行調(diào)節(jié)。連接到 FSET 引腳的電容可通過公式（18）計算：

CFSE T =28u A ×(1fmax**+0.6u s )0.88V**
其中，fmax為最大頻率，由連接到 FSET 引腳的電容設置。

圖 10：VCO（壓控振蕩）工作模式

圖 11：COMP 電壓調(diào)整開關頻率

如上所述，開關頻率在低線電壓和滿載時達到最大值。我們將該頻率定義為fs（此處選擇65kHz），最大頻率(f max )設置為約 110%的fs。頻率隨著輸出功率的增加而提高。當頻率達到CFSET設置的最大頻率時，會發(fā)生過功率限制，導致輸出電壓無法維持，從而使COMP 飽和并低于 OLP（過載保護）閾值（0.85V）。

HFC0300 采用獨特的數(shù)字定時器方法來實現(xiàn)過載保護
(OLP)。當COMP低于0.85V錯誤標志時，定時器開始計數(shù)。如果錯誤標志被移除，則定時器重置。如果計數(shù)達到 6000 ，則定時器溢出，觸發(fā)
OLP。定時器的持續(xù)時間可避免在電源處于啟動或負載過渡階段時觸發(fā) OLP 功能。因此，啟動期間，應在 6000 個開關周期以內(nèi)建立輸出電壓。

審核編輯 黃宇