48V-12V雙電池電源系統(tǒng)正普通用于輕度混合動力電動車。車輛的動態(tài)工作條件可能需要在兩個電池軌道之間來回傳送高達10kW的電功率。由于移動車輛中的各種操作情況，控制一個方向或另一個方向上的功率流需求可以說是一個相當復雜的任務，需要數字控制方案的智能。因此，當領先的汽車制造商和一級供應商開始開發(fā)48V-12V雙向電源轉換器時，大多數都采用了全數字方法。

全數字解決方案成本昂貴，因為它們需要許多離散的模擬電路。這些模擬電路包括精密電流檢測放大器、功率MOSFET柵極驅動器、監(jiān)視和保護電路等。由于電路板上的設備數量龐大，離散解決方案顯得笨重且不可靠。為了減少解決方案尺寸和降低成本，同時提高性能和系統(tǒng)級可靠性，一些一級供應商正在尋找一種混合架構，其中微控制器處理更高級別的智能管理，且高度集成的模擬控制器實現電源轉換器級。在這篇博文中，我將討論如何確定這種模擬控制器的最合適的控制方案。

表1總結了不同控制方案的優(yōu)點和缺點。

表1：控制方案比較

A48V-12V雙向轉換器通常必須具有高精度的電流調節(jié)（優(yōu)于3％），以便精確地控制從一個電池軌到另一個電池軌傳輸的功率量。由于高功率，系統(tǒng)通常需要交錯并行操作中的多相電路，以共享總負載，并且共享應當在各個相之間均衡。因此，電壓控制模式不適合，因為其不能實現多相共享。

基于峰值電感器電流生成脈沖寬度調制（PWM）信號的峰值電流模式控制方案可實現多相共享。然而，共享平衡很大程度上受功率電感器公差的影響。功率電感器通常具有±10％的公差，導致顯著的共享誤差，從而導致不同相位的失衡功率耗散。更糟的是，電感器的峰值電流具有與DC電流的固有誤差，導致電流調節(jié)較不精確，進而導致功率輸送不太準確。

傳統(tǒng)的平均電流模式控制方案解決了峰值電流模式控制的電流誤差問題，因為它調節(jié)了平均電感電流，并消除了電感公差對電流調節(jié)的影響。然而，電廠傳遞函數隨著工作電壓和電流條件而變化，并且雙向操作需要兩種不同的環(huán)路補償。

為了克服常規(guī)平均電流模式控制方案的挑戰(zhàn)并簡化實際電路實現，TI為48V-12V雙向轉換器工作開發(fā)了創(chuàng)新的平均電流模式控制方案，如圖1和表1所示。功率級包括：

高側FET（Q1）。

低側FET（Q2）。

功率電感器（Lm）。

電流檢測電阻（Rcs）。

兩個電池，一個在HV端口，另一個在LV端口。

控制電路包括：

增益為50的電流檢測放大器，通過方向指令DIR（“0”或“1”）進行方向轉向。

跨導放大器用作電流環(huán)路誤差放大器，在非反相引腳施加參考信號（ISET），以設置相位直流電流調節(jié)值。

PWM比較器。

與HV-Port電壓成比例的斜坡信號。

由DIR控制的轉向電路，用于施加PWM信號以控制Q1或Q2作為主開關。

COMP節(jié)點處的環(huán)路補償網絡。

Rcs感應電感電流，且信號被放大50倍。該信號被發(fā)送到跨導放大器的反相輸入，導致COMP節(jié)點處的誤差信號，該節(jié)點也是PWM比較器的非反相輸入的節(jié)點。比較誤差信號和斜坡信號產生PWM信號。由DIR命令控制，PWM信號可控制Q1進行降壓模式操作，并強制電流從HV端口流向LV端口，或當發(fā)送到Q2時，反轉電流流動的方向。

圖1：TI專用平均電流模式控制方案的雙向電流轉換器

表2：變流器功率裝置傳遞函數（KFF是斜坡發(fā)生器系數；Vramp = KFF×VHV-端口；Rs是沿著功率流路徑的有效總電阻，不包括Rcs）

表2所示為新控制方案的優(yōu)點。電廠傳遞函數對于雙向操作是相同的，它是一階系統(tǒng)。此外，傳遞函數與諸如端口電壓和負載電流水平的操作條件無關。因此，應用單個II型補償網絡將在所有工作條件下始終穩(wěn)定雙向轉換器，大大簡化了實際電路的運用，并提高了性能。

TI的專有平均電流模式控制方案適用于汽車48V-12V雙向電流控制器。它需要單個II型補償網絡來覆蓋雙向操作，而不管操作條件如何。電流調節(jié)精度——盡管存在電感公差，但均勻共享高功率等的自然的多相并聯(lián)操作將大大簡化高性能的雙向轉換器設計。TI在LM5170-Q1多相雙向電流控制器中實現了這種控制方案。閱讀博文“雙電池系統(tǒng)中的汽車48V和12V電源互聯(lián)”，了解如何克服設計混合電動車電源的挑戰(zhàn)。