不使用輔助線圈是否可行

●如果不要求輔助線圈供電，那么是否可以用其他檢測方法，比如在初級線圈上檢測來做原邊反饋？

●理論上是可行的，思路如下： -在初級線圈上并聯(lián)一個高阻支路，對初級線圈進行采樣，同時提供TOFF期間初級線圈的回路。 -考慮到檢測電壓必須為正，因此有兩種基本形式，如下圖：

檢查輸出信息的方法

●原邊反饋不能得到所有的輸出信息，但可以得到較多的輸出信息。 -不能得到輸出電流信息，但可以得到初級的電流信息。 -不能直接得到輸出電壓信息，可以通過輔助繞組來得到輸出電壓信息。

可檢測性

●電感兩端電壓太高，檢測IL和VD很困難，通過ISES和VSES檢測；

●考慮到隔離要求，次級電流和輸出電壓不能直接檢測，只能通過其他值計算出來。

PSR輸出電壓計算

●MOS管關斷后，變壓器中儲存的能量都由次級和輔助線圈釋放出來，次級線圈和輔助線圈形成變壓器，此時VSES上的電壓為：

●VD和次級線圈的電流有關，電流越小，VD越小，電流為0時，VD為0。 ●因此，在去磁點時刻，VO電壓為：

膝電壓的定義

●當流過次級二極管的電流為0后，變壓器退磁，此時VD比VIN高一個反射電壓，初級電感和寄生電容形成的LC電路開始震蕩，初級電感上的電壓將從VD-VIN開始，以正弦方式往下降。

●這樣，在VSES上看到的電壓將呈現(xiàn)出一個膝蓋狀，因此，將退磁點電壓稱為膝電壓。 因為正弦起始點處的斜率為-1，膝電壓就是電壓斜率從負載消耗導致的斜率變化到-1的時刻的電壓。

PSR輸出電流計算 ●MOS管關斷后，變壓器中儲存的能量都由次級和輔助線圈釋放出來，此時次級的平均電流為：

●ISND_PK無法直接測到，只能由ISES_PK近似換算得到：

●TOFF的測量也依賴于膝電壓的時刻，但是需要的不是電壓值，而是膝點的時刻。

電流和電壓檢測的共同點

●共同之處就是都需要檢測到膝點。

●對于電流來說，檢測到膝點，然后根據(jù)膝點和開關管斷開的時刻計算出TOFF，加上ISES的電流，就能算出平均輸出電流。

●對于電壓來說，需要檢測到膝點的電壓，具體的方法就是檢測到膝點，然后看當前時刻VSES上的電壓，從而根據(jù)匝比得出當前時刻的輸出電壓。

膝點檢測算法

●有2種檢測方法，一種是從前往后檢測，另一種就是從后往前檢測。 -從前往后檢測，是通過延遲，或者是斜率轉變的方法來找到膝點的時刻。 -從后往前檢測，是利用膝點后諧振頻率固定的特點，從過零點反推膝點的位置。

各方法對比

●延遲法，從TOFF開始，延遲一段時間，檢測VSES。 -這個方法可想而知是非常不精確的，因為TOFF的時間變化很大。

●檢測斜率法，檢測VSES的斜率，通過波形分析算法找出膝點。 -這個方法只有在TOFF區(qū)間的斜率和TDEAD區(qū)間的斜率存在明顯差別時才管用，而且由于在TDEAD區(qū)間，振蕩是呈正弦曲線，膝點處不存在斜率轉折，必須依靠某種算法來推算出膝點。

●諧振反推法，膝點后，初級電感的諧振會傳到輔助線圈，檢測輔助線圈的過零點可以得知諧振頻率，用過零點的時刻減掉1/4周期，就是膝點。 -這個方法用于測時間恒流還是比較簡單的，用于恒壓時必須將電壓的檢測轉變?yōu)闀r間的檢測。

諧振反推法實現(xiàn)恒壓

●諧振后，檢測次級線圈的過零點就能得知諧振周期，因此，當輸出電壓恰好等于參考電壓時，VSES和VREF的交點到過零點的時間TFB也應該恰好等于1/4諧振周期TR。如果TFB比TR/4大，說明輸出電壓較低，以至于VSES和VREF的交點提前了，反之，如果TFB比TR/4小，說明輸出電壓較高，以至于VSES和VREF的交點推遲了。 -VZC表示過零點閾值，并不是0V，通常為一個非常小的電壓，比如0.125V之類的

斜率法和諧振反推法的對比

●注意到斜率法和諧振反推法是優(yōu)缺點互補的： -如果TOFF和TDEAD期間的斜率差別越大，越適合用斜率法，如果TOFF和TDEAD期間的斜率差別越小，越適合用諧振反推法。 -實際上，TOFF期間的斜率通常很小，以至于噪聲對VSES和VREF交叉點的檢測有很大的影響，如果采用諧振反推法，必須有某種消除噪聲的方法。

●使用諧振反推法還要注意一點是，由于膝點前后斜率差別較大，TFB偏大和偏小時，誤差時間TERR=TR/4 – TFB在大于0和小于0的時候具有完全不同的環(huán)路增益。 -斜率越低，輸出電壓變化導致的時間變化差距越大，環(huán)路增益越高，也就是說，當輸出電壓小于基準電壓時，環(huán)路增益高，當輸出電壓大于基準電壓時，環(huán)路增益低。

將PSR技術用于非隔離拓撲

●通常來說，非隔離拓撲可以直接檢測輸出VO，沒必要使用復雜的PSR技術先檢測VSND，然后計算VO，但有一種情況例外：就是需要一個IC同時支持隔離和非隔離的時候。 -從市場的角度來說，隔離和非隔離都是需要的，如果用相同的技術來解決，無疑可以節(jié)省大量研發(fā)成本。

PSR固有的問題

●檢測的非實時性：每個切換周期，只有一次正確檢測輸出電壓的機會，不能像其他非隔離型拓撲一樣可以隨時隨地的檢測輸出，而且這個輸出電壓的檢測還依賴于變壓器的退磁，變壓器的退磁點未到來之前，輸出端發(fā)生的任何變化都無法被檢測。

●線纜壓降：能得到電壓只是電容兩端的電壓，而不是負載兩端的電壓，當次級存在明顯的寄生電阻時，檢測到的電壓會明顯偏低。 -去磁點時，流過二極管的電流為0，電容兩端的電壓等于副邊的電壓，但是流過寄生電阻的電流不為0，負載上的電壓要小于檢測到的電壓。

負載突變的問題

●檢測的非實時性主要體現(xiàn)在負載突變時，比如熱插拔。 -在充電器領域，熱插拔是必須支持的，在LED領域，熱插拔也是有必要支持的，很多規(guī)范都要求熱插拔。 -熱插拔包括空載->滿載，和滿載->空載兩種極端情況。 -真實情況下，并不是每次都是滿載，但如果能支持滿載-空載切換，必然可以支持其他切換。

●空->滿的切換會導致輸出跌落，滿->空的切換會導致輸出過沖，要避免這兩種情況，必須使用非線性控制，IC檢測到熱插拔后，立即調整控制策略。

熱拔

●如果在TOFF區(qū)間，也就是次級輸出時熱拔，相當于次級的負載阻抗突然升高，此時會有個小的電壓突變，隨后所有的能量會在電容上聚集，輸出電壓將升高。

●如果在非TOFF區(qū)間熱拔，除了看不到小的電壓突變，導致的最終結果和前面是沒有區(qū)別的。

假負載

●如果不能保證每次都能檢測到且能處理好熱拔，就必須在輸出上加上假負載或穩(wěn)壓管，讓其能承擔泄放工作。 -假負載一般使用電阻，電阻值要小心選取，過大了泄放效果不好，過小又制造大功耗。

熱插和短路判斷

●熱插時，負載突然變小，輸出電壓會跌落，電源需要輸出更多的能量到次級，但是要區(qū)分熱插和短路。

●不光要區(qū)分熱插和短路，在任何時候都需要判斷是否短路。 -短路時，TOFF時間會變得很短，可以通過檢查TOFF開始到VSES過零點的時間來判斷，或者通過TOFF區(qū)間的斜率來判斷。 -如果輸出不在TOFF期間發(fā)生短路，就得等到下一個TOFF才能檢測到，在短路后，輸出電容會有很大的電流，這個大電流如果持續(xù)時間過長，導致電容溫升，會對電容的壽命會有一定的影響，所以能盡早的檢測TOFF是很重要的。 -假設需要一兩個周期才能檢測到短路，是否會對電容壽命產(chǎn)生不利影響，這個目前不清楚。 區(qū)分熱插，短路，開機

●這3者都表現(xiàn)為輸出要吸收大量能量，但三者的處理方法卻不能相同。 -熱插需要穩(wěn)壓，減少跌落的幅度和持續(xù)時間，短路需要識別到，并采取保護措施，而開機則需要控制輸出平穩(wěn)的增加。

●這三者主要的區(qū)別有： -初始狀態(tài)的不同，熱插的初始狀態(tài)為空載，短路的初始狀態(tài)為任意，開機的初始狀態(tài)為初始態(tài)。 -對輸出的影響不同，由于開機的初始態(tài)輸出為0，開機后輸出表現(xiàn)為增加，另外兩者都表現(xiàn)為減少，所以熱插和短路的區(qū)分更困難一些。

熱插拔抖動

●在人進行插拔的過程中，端子實際上是抖動著的，會進行快速的碰撞，也就是說，插拔的過程中會有大量的切換。

●如果IC的檢測控制處理不當，很可能會出問題。 -出問題的原因在于空載時，切換頻率已經(jīng)降到非常低了，而滿載時通常要求切換頻率很高，芯片無法在這兩種情況之間快速切換。