混頻器作為超外差接收機的重要組成部分，已經(jīng)在雷達、通信、電子對抗、廣播電視、遙控遙測等諸多領域中得到了廣泛的應用。其技術指標的好壞直接影響到整機性能的發(fā)揮。本文從工程角度出發(fā)，著重分析了混頻器設計中應當注意的幾個關鍵問題。

1混頻器的基本概念

混頻是指將信號從一個頻率變換到另外一個頻率的過程，其實質是頻譜線性搬移的過程。在超外差接收機中，混頻的目的是保證接收機獲得較高的靈敏度，足夠的放大量和適當?shù)耐l帶，同時又能穩(wěn)定地工作。混頻電路包括三個組成部分：本機振蕩器、非線性器件、帶通濾波器，如圖1所示。

由于非線性元件(如二極管、三極管、場效應管等)的作用，混頻過程中會產(chǎn)生很多的組合頻率分量：∣pFL±qfs∣一般來講，其中滿足需要的僅僅是fI=fL-fS或者是fI=fs-fL。前者產(chǎn)生中頻的方式稱為高差式混頻，后者稱為低差式混頻。在這里，混頻過程中產(chǎn)生的一系列組合頻率分量經(jīng)過帶通濾波器即可以選擇輸出相應的中頻，而其他的頻率分量會得到抑制。

2混頻器設計中的關鍵技術

2.1盡量選擇噪聲系數(shù)小、變頻損耗小或變頻增益大的混頻器

噪聲系數(shù)是衡量接收機內(nèi)部噪聲對靈敏度影響程度的一個指標。接收機的總噪聲系數(shù)為：

式中：F0表示接收機的總噪聲系數(shù)；FR表示高頻放大器的噪聲系數(shù)；FC表示混頻器的噪聲系數(shù)；FI表示中頻放大器的噪聲系數(shù)；kpaR表示高頻放大器額定功率放大量；kpaC表示混頻器額定功率放大量(kpaC>1時)或額定功率傳輸系數(shù)(kpaC<1時)。

為了提高接收機的靈敏度，必須使總噪聲系數(shù)F0要小，而接收機多級電路總噪聲系數(shù)主要由第一級高頻放大器決定，也就是說，要保證高放噪聲系數(shù)小和額定功率放大量大的要求。

混頻器位于接收機的第二級，其噪聲系數(shù)、額定功率放大量或額定功率傳輸系數(shù)對整機噪聲系數(shù)也存在一定的影響，特別是對于無高放的接收機，混頻器噪聲系數(shù)、額定功率放大量(或額定功率傳輸系數(shù))及對整機噪聲系數(shù)的影響更大。

對于采用二極管等不具備放大作用的混頻元件，常使用變頻損耗來代替混頻器額定功率傳輸系數(shù)，他定義為額定功率傳輸系數(shù)的倒數(shù)。即有：

式中l(wèi)C表示變頻損耗。

由于二極管無放大作用，使得混頻器輸出中頻信號功率小于混頻器輸入端的高頻信號功率。當高放的額定功率增益不是很大時，他和變頻損耗的乘積可能比較小，因此混頻器的噪聲分量在整機的噪聲分量中占的比重變大，這時應保證使變頻損耗不宜過大。

采用三極管、場效應管或者模擬乘法器混頻時，由于他們具有放大作用，混頻器輸出中頻信號功率會大于輸入高頻信號的功率，這時常常采用變頻增益，即額定功率放大量kpaC(kpaC>1)來衡量混頻前后的功率變化。由于kpaC>1，因此為了降低總噪聲系數(shù)，需要使變頻增益愚kpaC大一些。

2.2確定混頻器的動態(tài)范圍 混頻器的動態(tài)范圍是指混頻器在規(guī)定的本振電平下，高頻信號輸入電平的可用范圍。設計時，要確定其下限和上限電平。

2.2.1 確定混頻器下限電平

混頻器下限電平由壕收機的靈敏度決定。接收機靈敏度可以表示為：

式中k為波爾茲曼常數(shù)，K=1.38×10-23J／K；T0為接收機工作環(huán)境的絕對溫度，單位K；B為接收機帶寬，單位為Hz；F0為接收機總的噪聲系數(shù)；Psmin為最小可以檢測的信號功率，單位W。

如果以dBm為單位，在室溫17℃(T0=290 K)條件下，式(3)變換為：

假設B=2×106Hz，混頻器的噪聲系數(shù)為FC=6 dB，則Psmin為-105 dBm，如果系統(tǒng)中指示判據(jù)要求最小功率要高于噪聲電平10 dB，則混頻器的動態(tài)范圍下限為-95 dBm。

2.2.2 確定混頻器的上限電平

混頻器的上限電平由1 dB壓縮電平?jīng)Q定。當輸入信號功率比較小時，混頻后得到的輸出中頻功率隨著輸入信號功率線性地增大，但是當輸入信號功率增加到某個電平時，輸出和輸入之間由于混頻器出現(xiàn)飽和趨勢而呈現(xiàn)非線性。當輸出中頻功率比線性增漲低于1 dB時所對應的輸出中頻功率電平稱為1 dB壓縮電平，用PI1 dB表示，如圖2所示。事實上，1 dB壓縮電平隨著本振電平的增加而增加。

2.3注意混頻器的隔離度

從理論上來看，混頻器各個端口之間是互相隔離的，任意一個端口上的功率都不會泄露到其他端口上。但實際上，總有部分功率在各個端口之間相互泄露。利用隔離度就可以*價這種泄露的程度。由于本振端口的功率最大，如果泄露到信號端口會形成向外的輻射損耗，嚴重地干擾附近的接收機，這種影響最壞，因此一般情況下只規(guī)定本振端口到其他端口的隔離度。具體的定義有兩個，一個是本振功率與其泄露到信號端口的功率之比；另外一個是本振功率與其泄露到中頻輸出端口的功率之比，兩者都用分貝數(shù)來表示。

2.4減少混頻失真

混頻失真是混頻過程中非線性作用的結果，主要包括干擾哨聲、寄生通道干擾、交調失真、互調失真。

2.4.1 干擾哨聲

當滿足下式：

式中，fM為干擾信號的頻率。f為可以聽到的音頻頻率，f《fI，該音頻頻率可以順利地進入中頻帶寬范圍之內(nèi)。于是在接收到有用信號的同時，還會聽到檢波器檢波出來的差拍干擾信號，即頻率為f的干擾。由于此干擾頻率比較低，聽起來如同哨聲，故稱其為干擾哨聲。

上式經(jīng)過推導可以進一步化簡為：

理論上產(chǎn)生干擾哨聲的輸入信號頻率有無數(shù)個，但由于接收機接收頻段是有限的，因此只有落入接收頻段內(nèi)的信號才會產(chǎn)生干擾哨聲。同時在混頻過程中，只有p和q比較小的輸入信號才會產(chǎn)生較大的干擾，而p和q比較大的輸入信號其組合頻率分量電流幅度較小，一般可以忽略不計。所以，只需將產(chǎn)生干擾哨聲最強的信號頻率移到接收頻段之外，就可以有效地減少這種干擾的影響。

分析式(6)可知，當p=0，q=1時的干擾哨聲最強，這時fM=fI因此為了防止該干擾哨聲的影響，在實際接收機的設計中，接收機的中頻總是選擇在接收的頻段之外。

2.4.2寄生通道干擾

在混頻器工作過程中，假設輸入端的有用信號頻率為fs，并且fI=fL-fS。如果混頻器輸入端還存在頻率為fM的干擾信號，該干擾和本振信號相作用就會產(chǎn)生許多組合頻率分量，當滿足：

p和q的取值理論上有無窮多個，但只有p和q較小的干擾信號才能形成較大的寄生通道干擾。主要的干擾頻率有兩個，即中頻干擾(p=0，q=1對應的干擾頻率為fM=fI)和鏡像干擾(p=1，q=1對應的干擾頻率為fM=fL+fI=fs+2fI)。

為了抑制寄生通道干擾，總的原則是加大寄生通道干擾信號與輸入有用信號間隔，使得寄生通道干擾信號能在混頻器之前的濾波器中得到濾除。為了濾除中頻干擾，中頻應當選擇在接收頻段之外，對于鏡像干擾的抑制可采取兩種方法：

(1)采用二次混頻方案，即將高頻的信號首先變?yōu)轭l率較高的第一中頻信號，然后再將第一中頻信號轉變?yōu)轭l率較低的第二中頻信號。這種方案由于第一中頻選得較高，故在第一級混頻器之前就可以將鏡像干擾頻率濾除掉。

(2)采用高中頻方案，即將中頻選在高于接收頻段的范圍內(nèi)。這種方案的中頻很高，鏡像干擾頻率遠高于有用信號頻率，可在混頻之前的濾波電路中被濾除。例如，某短波接收機的接收頻率范圍是2～30 MHz，高中頻頻率為70 MHz。

2.4.3 交調失真

假設混頻器的伏安特性為：

2.4.4 互調失真

當兩個頻率為fM1和fM2的干擾信號加到混頻器輸入端與本振信號作用，產(chǎn)生出的干擾信號滿足下式：

時，引起混頻器輸出中頻信號失真，這種失真稱為互調失真。顯然p和q數(shù)值越小，產(chǎn)生的中頻干擾就越大，互調失真就越大。當p和q比較小時(p=1，q=或p=2，q=1)產(chǎn)生的組合頻率有可能接近于fI。也就是滿足：

這時的干擾最嚴重，且很難用濾波器濾除。由這種干擾引起的失真也常被稱為三階互調失真。相對交調失真和其他非線性失真而言，三階互調失真危害最為嚴重。在混頻器的使用中，常常將其對應的最大輸入干擾強度作為動態(tài)范圍的上限，利用三階互調截點電平PIM3表示三階互調干擾的大小。PIM3比1 dB壓縮電平P1 dB高出10～15 dB，根據(jù)混頻器生產(chǎn)廠家使用說明中提供1 dB壓縮電平，就可方便地確定三階互調截點電平，以滿足設計指標的要求。混頻器設計中，應盡量避免混頻器正常輸出中頻信號電平與三階截點電平距離太近，而是要使兩者之差留有一定余量。

2.5正確選用混頻器 混頻器一般可以分為三極管混頻器、場效應管混頻器、模擬乘法器構成的混頻器以及基于混頻二極管非線性元件構成的混頻器。每種混頻器都有各自的適用場合。

三極管混頻器具有所需外圍元件少、結構簡單、具有一定的混頻增益、價格便宜的優(yōu)點，常用在如廣播收音機等要求不高的場合。缺點是工作頻率較低，混頻失真較大，產(chǎn)生的組合頻率干擾較大。

場效應管混頻器，特別是雙柵場效應管混頻器，和三極管混頻器相比較，具有混頻失真小、動態(tài)范圍大、工作頻率可以高達1 GHz的優(yōu)點。這種混頻器除了具有較低的噪聲系數(shù)之外，同時還具有變頻增益，另外可以保證本振和信號端口的良好隔離度，且可以容易實現(xiàn)這兩個端口的匹配，同時還可以省掉耦合元件。

模擬乘法器采用差分對作為基本電路，理論上輸出中頻只有兩種頻率，即和頻fI=fL+fS和差頻fI=fL-fS，因此其組合頻率的干擾極小，特別是交調互調干擾小，對濾波器的外圍電路要求不高，電路比較簡單。同時變頻增益較高，且對輸入的信號幅度要求不嚴格，既可以大信號工作，也可以小信號工作，因此動態(tài)范圍大。這類混頻器的缺點是噪聲系數(shù)往往較大，工作頻率不高，最高一般為幾十兆赫茲，常常用于接收機的第二混頻器。

采用二極管的混頻器可以分為兩大類：單端混頻器和平衡混頻器。單端混頻器和平衡混頻器的缺點是存在一定的變頻損耗。單端混頻器結構簡單，工作的帶寬較窄，往往需要較大的本振功率，且不能消除本振噪聲，這種混頻器目前已很少采用。平衡混頻器工作帶寬可以從幾十千赫茲到幾十千兆赫茲，動態(tài)范圍較大，混頻失真小(信號的偶次諧波被抵消，特別是二次諧波，所以等大大地降低輸出組合頻率的干擾)。同時，這種混頻器很容易匹配，各個端口具有較高的隔離度(每個倍頻程下降為5 dB)。此外平衡混頻器的一個重要優(yōu)點是可以抑制本振噪聲，改善混頻器的噪聲性能，因此平衡混頻器得到了廣泛的應用。在選用平衡混頻器時，應注意在滿足需要的前題下，盡量選用本振電平低的平衡混頻器，一方面是價格便宜，另外可以保證本振信號泄露很小，同時應保證本振電平比信號電平大10 dB左右。

3降低濾波器的設計難度

由前面分析可知，由于混頻器非線性作用的結果，產(chǎn)生出大量的組合頻率分量，這些頻率分量中除了正常輸出的中頻信號頻率外，往往還包括位于中頻帶寬范圍附近的組合頻率分量。如果這些不需要的組合頻率距離中頻帶寬很近的話，則帶通濾波器很難將其濾除，或者即使能夠濾除也會由于對濾波器的帶外抑制度要求太高而使濾波器的設計難度以及成本大大增加。因此，在設計混頻器的時候，必須對混頻過程中產(chǎn)生的組合頻率分量進行充分地分析。為此，要選擇合適的本振頻率和信號頻率，以使無用的組合頻率分量，特別是低階組合頻率分量盡量遠離帶通濾波器的通帶。

4結 語

設計混頻器時，必須綜合考慮各種因素對混頻器性能的影響。除了前面提到的幾個要求之外，設計中還必須確定混頻器的封裝形式、工作頻率、價格等其他因素.