引言

隨著計算機系統中數據傳輸速率的不斷提高，從1998年的PCIX 66Mb/s總線頻率到2010年的PCIE第三代8Gb/s總線頻率，系統中必備的高速連接器的設計也成為整個系統設計的關鍵要素，所以如何控制高速連接器的差模到共模的轉換成為一大研究課題，主要原因是共模噪聲會直接導致EMI(電磁干擾)，而EMI輻射測試是FCC規范的強制要求。如果系統沒有通過EMI輻射測試，根本不能到市場上銷售。

全文分三部分來討論高速連接器中差模到共模轉換的控制。

1 什么是差模到共模的轉換

一般來說，當數據傳輸速率高于1Gb/s時，通常會采用差分信號進行傳輸，而不是單端信號。所謂差分信號就是，正負兩根信號線傳輸的數據，幅度相同，相位相反，如圖1所示。

而通常發送端輸出的差分信號的Vcomm為0，也就是信號以直流偏置為零的電平上下變化。

在實際系統中理想的差分信號是不存在的，即差模信號可能會轉化成共模信號，可能的原因是：

(1)信號從發送端發出時，差分對中的正信號與負信號就有一定的相位差異，如圖2所示，所以在接收端，原本應該是為零的Vcomm表現為帶有時間為T的一個階躍信號。

(2)信號在系統中傳輸，遇到阻抗不連續面或者是相鄰信號或者電源噪聲的干擾，正負信號的幅度和相位的變化有差異；如圖3所示，在發送端即使是理想的差分信號，在傳輸的過程中受到外部干擾，在接收端，Vcomm也不為零。

本文研究的主要對象是第二種情況，由原來理想的差模信號轉換為一定的共模信號或者是共模噪聲，我們稱作差模到共模信號的轉換。

以上敘述了差模到共模的轉換的原因，在計算機系統中關注這項參數，一大原因是為了防止EMI對外的輻射。對于每一種上市的新的計算機系統，都要通過美標或者是歐標的電磁輻射測試，否則將不能上市銷售。而電磁輻射主要是電場大小決定，參考下面的公式給出了從一個電流回路中計算出電場的方法。

所以說當電流大小確定，只要控制好電流的回路大小就能最大限度地抑制電磁場對外的輻射。一般來說，在計算機系統中，差分信號一般都會在電路板上通過帶狀線或者微帶線進行走線，在這兩種情況下，差模信號的回流路徑可能是其正負信號之間的虛擬地，地平面或者是電源平面，要看是緊耦合還是松耦合；共模信號的回流路徑只會是地平面或者是電源平面，由于結構的穩定性，所以回流路徑能被很好地控制。而當信號要進入連接器時候，原有的很好的回流路徑的結構會被打破，差模信號可能還是互相耦合，而共模信號的回流路徑的結構會發生變化，往往都會有共模阻抗不連續的情況產生，所以要特別注意。

圖4是在電路板上兩對差分線即將進入SFP連接器的電路圖，通過微帶線的結構，這兩對差分線可以有很好的回流路徑，因為信號層的下層是地平面；然而在連接器端，只有黑色的地作為信號的回流路徑，所以其回流路徑的結構完全改變了，電磁干擾對外的輻射也可能相應地增強。

所以說如果共模信號比較小(即差模到共模轉換小)，就減小了能量向外輻射的幾率；再加上控制好回流路徑，電磁輻射的能量將大大降低。圖5是一個差分信號經過一個實際連接器后產生的共模噪聲。紅色的信號是共模噪聲，其峰峰值可以達到71mV。所以連接器是共模噪聲的很大的源頭。

2 差模到共模轉換的仿真與測試結果

在實際工程中，我們通常會用S參數來衡量差模到共模的轉換。圖6是同一種連接器的兩種不同結構端口1到端口2的差模到共模轉換的S參數圖。這個曲線可以由以下方法讀懂：也就是對于一個兩差分端口網絡來說，即單端四端口(一個差分端口有兩個單端端口組成)，一個差分端口送入一定量的差模信號，在另外一個差分端口會有多少轉換為共模信號。圖的橫坐標是頻率大小，圖的縱坐標為幅度大小，單位dB：

其中X為輸出信號(共模信號)，Y為輸入信號(差模信號)。

舉個例子，在圖6中，紅色曲線2GHz的位置對應的是－55dB，經過計算，可以得到在2GHz頻點，如果有1000mV的差模信號從一端口輸入， 在二端口將有1.78mV的共模信號輸出。

當比較這兩種不同結構的同類連接器的共模到差模S參數曲線時，可以發現在整個頻率段中，有將近30dB的差異。在時域中這到底是多大的不同呢？下面我們在HSpice中建立一個仿真模型，其中發送源用的是一個4ns寬的2V理想差分脈沖信號，同時經過這兩個不同結構連接器的S參數信道，在接收端所表現出來的共模信號的不同，如圖7所示，黑色共模信號是經過一個差模到共模轉換比較大的連接器所產生的，它的峰峰值可以達到28mV；而紅色共模信號是經過另外一個差模到共模轉換比較小的連接器所產生的，它的峰峰值只有1mV都不到。

由此可見，連接器的設計好壞，對于差模到共模信號轉換非常重要，這也直接會影響EMI性能的好壞。

3 高速連接器中如何控制差模到共模的轉換

在第1節中，我們說到差模到共模的轉換可能是由于遇到阻抗不連續面或者是相鄰信號或者電源噪聲的干擾，正負信號的幅度和相位的變化有差異引起的共模噪聲。

在高速連接器的設計中，主要就是為了解決第二種情況所引起的共模噪聲，以此來降低電磁輻射的可能性。

3.1 在連接器中控制正負信號的傳輸時延差

在連接器的設計中，由于正負信號通常由于所處位置不同，有些是走外圈，有些是走里圈，如圖8所示，會在傳輸時延上有所不同，也就是同一信號在連接器一端發出，而在不同時間到達另一端。這樣就會造成很大的差模到共模的轉換，其實在之前一節中圖6就是一個連接器正負信號不同時延下的差模與共模轉換的S參數比較，藍色的曲線是有50mil的不同，而紅色的曲線只有5mil的不同。

但是由于物理上的限制，外圈的信號肯定要比內圈的信號走的路徑要長，因為半徑要大。而且因為面積的局限，我們也不能用電路板上通常使用的蛇形線的方法進行連接器的布線。這里通過時延的公式，發現可以通過改變來改變時延。

拿圖8中的連接器來說，在相同的?情況下，外圈的時延要比內圈的大，所以將外圈正信號的減小，就能夠減小其時延。所以外圈的正信號有一半是露在空氣下的，而內圈的負信號基本上完全都在介質包圍下。由于真空的是最小的，=1，所以在3D仿真工具的幫助下，很容易得到合適的暴露在空氣下的面積。

3.2 在連接器中控制串擾

串擾是導致共模噪聲增加的一大因素，這是由于正負信號受串擾影響的幅度、相位有差異，然后到達接收端就會有共模的噪聲出現。

圖9給出了最近三代高速連接器的信號布局，紅色是正負信號線，灰色是地信號線。A是2.5Gb/s的連接器，B是5Gb/s的連接器，C是10Gb/s的連接器。

由于A的信號和地是用的同一間距，只是根據使用的情況不同，客戶自由分配信號和地。由于地的分配問題，此時信號會受到相鄰任意方向的串擾影響。以圖9中的A為例，中間的差分信號，會受到左上、右上、右邊、左下和下邊的差分信號的串擾。如果要減小串擾，要將一對差分信號周圍的信號都做成地信號，大大地降低了連接器的利用率，即通過信號對的數量大大減小。

在B的連接器中，使用了整一行作為地平面，行與行之間的串擾基本上可以被消除，然而，列于列之間相鄰的信號還是有很大的串擾，對于連接器利用率來說，也要犧牲一整行作為地平面。

在最新的C連接器中，使用了寬邊耦合的技術，可以發現地平面要比信號線寬，信號與地是交錯開的，所以串擾只會發生于斜對面的信號之間，從距離來說這樣的串擾是最遠的。而且在列于列之間還加上了一些導電介質同地相連，這樣就能將串擾的一部分能量通入地平面。表1是三種連接器實驗得到的串擾加權值的比較，可以發現C的結構是抗串擾的最優設計。

表1 三種連接器遠端串擾加權值的比較(實驗測試數據，利用矢量網絡分析儀，加權后的結果)。

對于計算機系統來說，由于有電磁輻射這個必須通過的測試，共模噪聲一定要特別的注意，其中系統中的連接器往往是差模到共模轉換的熱點，所以要做一定的仿真分析來確定差模到共模的轉換值。