引言

分頻電路在頻率合成、光纖通信、無線通信等系統中有著廣泛應用。在高速通訊系統中， 當數據傳輸速率達到或超過10GB/s時，傳統的實現方法是采用雙極性硅、GaAs、InP等工藝 實現，但由于其較高的電壓和電流，其功耗也相對較大。隨著CMOS工藝向深亞微米發展， 其低功耗、高集成度、低價位、高性能的優勢使CMOS工藝日益成為業界主流工藝，提高CMOS 工藝分頻器的工作速度，成為設計的一個熱點[3]。高速分頻電路一般有三種電路結構：基于 TFF(Toggle Flip-Flip) 的分頻器，注入鎖定分頻器和再生分頻器。注入鎖定分頻器輸出時 鐘穩定，用于對輸出時鐘要求較高的場合，利用注入鎖定分頻系統可以實線非常高速的分頻 設計[4]，但這種分頻器一般鎖定范圍很窄，且結構復雜，功耗偏大；再生分頻器在高頻時具 有更高的鎖定范圍，但需要使用很多無源器件，占用芯片面積很大，且不利于電路匹配。

基于TFF的CMOS分頻電路主要有以下幾種：源極耦合邏輯（SCFL）電路，通常，超高速 分頻器采用SCFL邏輯實現的居多[5]，這種結構邏輯可以工作在輸入信號擺幅比較低的情況 下，因此電路速度較快，但這種結構層次較多，不適合低電源電壓下的超高速分頻器設計； 針對SCFL在低電源電壓下存在的問題，文獻[5]提出了偽差分邏輯電路，這樣低電源電壓下 電壓分配的問題得到了緩解，但是需要完全互補的時鐘信號來確保鎖存器的正常工作，在高 速通信中，電路的測試條件很難滿足；文獻[6]根據負載電阻是鎖存器速度的一個關鍵因素 提出了差動動態負載邏輯電路結構，電源電壓1.8V時，采用標準0.25μm CMOS工藝，最高工 作頻率超過16GHz，功耗約為3mW，由此看出，動態負載確實可以提高電路速度，輸出信號幅 度也足夠大，但是差分時鐘信號的相同直流偏置不易選擇，有文獻提出采用不同的直流偏置，但都會引入其它的問題；提出了單時鐘信號控制的動態鎖存邏輯結構，有效解決了 直流偏置問題，本文采取此結構實現了超高速分頻，并且給出了具體分析設計過程。

1. 分頻電路原理與設計

基于TFF的分頻器一般使用電流模式邏輯(CML)，可獲得很大的工作頻率范圍，且通常由 兩個相同的互相耦合的鎖存器構成，圖1給出了分頻器的結構，由兩個CML D鎖存器組成。鎖 存器2的輸出反饋至鎖存器1的輸入，當時鐘為低電平時，鎖存器1工作在采樣模式，鎖存器2 工作在鎖存模式；時鐘為高時，鎖存器1工作在鎖存模式，鎖存器2工作在采樣模式。因此， D觸發器輸出數據變化發生在時鐘變化邊沿，且每兩個時鐘周期，數據只發生一次跳變，從 而實現了二分頻。

圖2為動態CML D鎖存器電路結構，采樣部分由Mn0、Mn1、Mn2組成，Mn3、Mn4組成 的正反饋鎖存邏輯電平。電路具有以下特點：

采用PMOS 作為動態負載，可實現不同負載的有效控制，在DFF 的采樣狀態，PMOS 負載 晶體管工作在線性區，其打開電阻非常小，較小的RC 時間常數使得NMOS 對(Mn1,Mn2)能夠 以較快的速度感應D / D 輸入數據的變化，正反饋連接的NMOS 對(Mn3,Mn4)進一步加速狀態 的轉換；維持狀態，PMOS 負載晶體管關斷，產生較大的RC 延時，正反饋連接的NMOS 對 (Mn3,Mn4)保持DFF 的輸出數據。

電路由單時鐘控制，時鐘分別加在PMOS 管的柵極和NMOS 管的源極，通過使用共柵極組 態，輸入時鐘信號CK 的直流偏置可以同時對PMOS 負載和NMOS 開關進行優化。這個技術能 使鎖存器工作在更高的頻率上。同時共柵連接的NMOS(Mn0)允許其穩定的工作在較低的電源 電壓下[6]，適當調節，可達到零閾值電壓。

開關管MN0 的導通和關斷是鎖存器工作在采樣和保持模式的條件，因此要使鎖存器正常 工作，MN0 不能始終導通。這樣，比之于一直導通的電流源，該鎖存器的功耗明顯降低。

2．設計過程

2．1 D 鎖存器延時分析

2．2 D 鎖存器具體設計步驟

首先，根據所要求的參數，如速度、擺幅、電壓、電流、負載等等確定電路具體結構， 本文中根據速度和功耗的要求，以及前面對各結構的分析，采用動態負載結構。

其次，根據所采用的工藝，提取所需要的晶體管基本參數，根據（2）、（3）式，當輸 入信號速度達到10GB/s，結合需要達到的參數要求，選擇合適的便置電流Is。

第三，進行靜態工作點分析，CK 輸入為低電平時，MN0 導通，同時MP1、MP2 工作 在線性區；而CK 為高時，Mn0 關斷，Mp1 和Mp2 工作在截止區；可得到：

由式（6）、（7）可確定CK 的直流工作范圍，而式（4）、（5）可確定偏置電壓的大小范圍。 第四，根據以上計算的靜態電流和電壓偏置等數值，結合提取的工藝參數，估算各晶 體管的寬長比。

第五，在靜態工作點正確的情況下，將鎖存器接成分頻器結構，并進行瞬態分析，使 分頻器自由振蕩，測算分頻器自由振蕩時的輸出頻率，如果要求分頻器正常工作時輸入的時 鐘頻率為f，則認為分頻器自由振蕩的輸出頻率為f/2 最佳。

靜態工作點需要根據系統的實際情況，通過仿真進行調整，而重復以上第二到第五步 驟的過程。此外，鎖存器中決定其工作速度的因素有：Q 、Q 兩節點的電容，輸出電壓擺幅 和充、放電電流。為提高電路速度，電路設過程中要盡量減小Q 、Q 兩節點的電容，增大充、 放電電流，而對輸出電壓擺幅的要求要從兩方面考慮，輸出電壓擺幅過大，充、放電過程持續時間會增加，輸出電壓擺幅過小，則無法驅動后續電路。因此，要合理設計輸出電壓擺幅。

3 仿真結果

本文采用SMIC 0.18ｕm 1P6M CMOS 工藝，使用Cadence 公司的Spectre 仿真器，對電 路進行了各種情況仿真。本文對分頻電路在室溫下對不同的工藝角進行了仿真，仿真結果顯 示，在Typical NMOS 和Typical PMOS 下，分頻器最高可以工作在13.5GHz，在快NMOS 和快PMOS 下，分頻器可以達到14GHz 以上頻率。10GHz 時鐘下的輸入輸出信號波形如圖 4 所示，其中，Vin1為輸入時鐘信號，OUT 為輸出信號。調試參數為：VCLK-=0V,VCLK+=1.5V, T=100ps， Vbias=1.2V. Wmp1、Wmp2=5.5u，Wmn1、Wmn2=4.4u，Wmn3、Wmn4=2.2u,Wmn0=16u， L=0.18u。

圖4 波形中可以看出，信號在兩級鎖存器間傳遞時，由于信號的突變，而引起毛刺，在 信號輸出端加上緩沖電路，可以淹沒這種影響，其波形輸出如圖5 所示，由圖可知分頻器很 好實現了兩路正交輸出信號，正確實現了二分頻，輸出擺幅也滿足設計要求。

表1 給出本文中電路功耗所用電路功耗。可以看出，本文電路設計功耗相對 較低。

4 結論

本文采用SMIC 0.18ｕm 1P6M CMOS 工藝，單時鐘信號控制的動態鎖存邏輯結構，在 電源電壓為1.8 V 的情況下，仿真實現了一個10 GHz(可工作頻率范圍為1～13.5 GHz)、功 耗僅為3.1 mW 的分頻器。該電路結構簡單、功耗低，可用于光纖通訊、雷達、測量等系統 中，具有較廣泛的應用前景。