現代電源都采用了開關技術，可從主電源獲得所需的輸出電壓。但是，開關電源通常有較高的噪聲，不能用于敏感的模擬電路。這些情況下，最佳的選擇還是線性電源。

圖1給出了一個標準的線性穩壓器。其輸入端V IN接入一個高于所需值的未穩定電壓，而串聯導通晶體管Q1使輸出V OUT降低到所需電平。誤差放大器IC1將V OUT的一部分與一個基準電壓VR做比較，并控制Q1，使輸出電壓與負載電流IOUT和VIN的變動無關。這種電路只適用于小范圍的輸出電壓。

當需要寬輸出電壓時（如實驗室電源） ， 電阻R Q1的值必須足夠小，晶體管Q1才能在大輸出電壓范圍下保持足夠的基極電流，但當輸出電壓降低時，這只電阻和晶體管Q3上會消耗很大功率。另外，Q3還必須能承受最高VIN。

圖2 中的電路可以解決這些問題。兩個標準變壓器T 1和T 2 （ 220 V ac ~6 V ac ， 10 W ）用于產生一個主電源VM 的隔離副本。這個副本經D1 、D2 、C1和C2的倍壓及整流，從220 V ac的V M獲得大約560V 的VIN。按圖1中的連接標準， 一只串聯導通晶體管Q1（ BU508A ） 將非穩壓的V IN降低到一個固定的V OUT ， IC 1將分壓后的V OUT與VR做比較。電位器R 3用于設定VR， 從而按下式調節V OUT= VR× ［ （RFG+ RF）/RFG ］，其中RF=RF1+RF2…RFn。

當十只電阻（每只1MΩ）串聯組成RF，最大基準電壓為5V時，輸出電壓可以設定為0 V~505V。OPA364運算放大器可在軌至軌輸入情況下正常工作，VR范圍從0 V~5V，能夠提供高達40mA電流。

為降低因驅動一個串聯導通晶體管而產生的功耗， 擴展輸出電壓范圍，晶體管Q1的驅動采用了光隔離的非傳統方式。兩個光電二極管FD1和FD2工作在光伏模式，為晶體管Q1的基極提供驅動電流。落在光電二極管上的光線產生進入Q1基極的電流。

光伏模式下的單只光電二極管最大電壓不足以驅動基極， 因此采用兩支光電二極管串聯方式。這里使用的是870nm~959 nm紅外光電二極管，用兩只IR LED LD1和LD2作照明。LED為標準的5mm塑封型。為改善LED電流與光電二極管所產生電流的傳輸比，要切掉LED頂端，再拋光成為一個平面。將光電二極管靠近這個平面。這種自制光耦的傳輸比大約為0.05（即通過LED的20mA電流可在光電二極管中產生1mA電流）。還有一種方法是采用市售的線性光耦，例如IL300，它封裝了兩只光電二極管。不過它的電流傳輸比只有約0.007，因此應將多只并聯使用。

Q2和R2組成了限流電路，當輸出電流大于Q2的導通閾值時，簡單地將FD1和FD2光電二極管短接，這種限制與輸出電壓無關。增加的電容C6用作補償，而晶體管Q1應配備一個至少5 C/W的散熱器。運放電源與基準電壓都取自兩個變壓器之間的交流信號，采用了整流橋BR1（50V，1A），兩只濾波電容C7和C8，以及穩壓器IC 2 （LM7805 ）。通過簡單地短接電容C 5， 使VR等于0 ， 就可以將輸出電壓切斷。

110V ac電壓地區的人可以采用當地的現成變壓器，但應修改電路，再增加一個變壓器T3（ 與T1 和T2 一樣， 均為110 V ac~6 V ac ， 10 W ）才能獲得500V，方法是將低電壓繞組并聯，而變壓器T2和T3的高電壓繞組串聯。高電壓繞組的工作可以用交流電壓表做校準；如果電壓表讀數為零，則必須交換T3的繞圈兩端。

另外， 如果有220 V/6 V 的變壓器，可保持T2為220 V/6 V，而T1用110V/6V。