開關DC/DC電壓轉換器很受歡迎，因為它們可以提供超過90％的高效電源轉換。當輸入功率非常高并且難以散熱時（工程師設計緊湊型便攜式產品的常見挑戰），這是一個優勢。

由于關鍵電源組件制造商提供的產品在規格表中看起來幾乎相同，因此工程師很容易從滿足其產品一般要求的候選名單中選擇具有最高峰值效率的開關轉換器。然而，這將是一個錯誤，因為明顯相同的轉換器可以提供明顯不同的性能。

本文考慮了功率耗散和相關熱量上升的主要影響，效率差異只有幾個百分點。然后，本文將討論如何根據負載模式，具有較低峰值效率但效率更平坦的轉換器，對于特定應用而言，它可能是更好的選擇。

小心功率損耗

高效的電壓轉換器是電子設計界的熱門話題，因為設計人員面臨著降低功耗的壓力。對于電池供電設備的設計者來說，挑戰顯而易見：在提供良好功能的同時最大化電池壽命。不太明顯但仍然是一個主要問題是，主電源設備的設計者需要滿足各種國家和國際法規要求最低供應效率。

好消息是，由于設計越來越巧妙，現代轉換器的開關和磁性元件的高性能（參見TechZone文章“電感器在完成基于功率模塊的解決方案中的作用”），它不是很難找到能夠提供85％到95％峰值效率的轉換器。與過去的線性穩壓器相比，這是一個相當大的改進，它只能為輸出端子提供大約60％的輸入功率（盡管現代低壓差（LDO）產品的性能要好得多 - 請參閱TechZone文章“了解優點和缺點”）線性穩壓器“）。

憑借來自多家芯片供應商的各種電源的出色性能，在幾個百分點的效率上狡辯是一件好事。然而，雖然指定效率稍低的較便宜的轉換器可能看起來是一個好的決定，但購買價格只是所有權成本的一部分。雖然制造商不必承擔這些運行成本，但是以驚人的速度吃電池的產品幾乎不會提高制造商在客戶眼中的聲譽。

為了說明幾個百分點的效率有多重要，可以考慮兩個電壓轉換器，效率分別為90％和85％。

電壓轉換器的效率公式為：

（輸出功率/輸入功率）x 100 =效率（％）

電壓轉換器的功率損耗為：

（輸出功率/效率） - 輸出功率=功率損耗（W）

考慮使用德州儀器（TI）的LM2623等電壓轉換器。這是一款2 MHz升壓開關穩壓器，具有0.8至14 V輸入和1.24至14 V輸出。從數據表中可以看出，峰值效率為90％，VIN = 4.2 V，VOUT = 5 V，負載為300 mA。因此，該工作點的輸出功率為1.5 W.

該器件的功率損耗為：

（1.5 W/0.90） - 1.5 W = 166 mW

將此與相同的電壓轉換器進行比較相同的工作條件，但效率為85％：《br》（1.5 W/0.85） - 1.5 W = 264 mW

效率較低的電壓轉換器幾乎耗散了100 mW。

兩個相似的電壓轉換器之間的效率差異很小，從而增加了顯著的額外功率損耗。雖然看起來只有5％的差異對性能的影響可以忽略不計，但實際情況卻截然不同。效率較低的轉換器將不斷需要更多的輸入功率來維持與替代設備相同的輸出。隨著時間的推移，恒定的額外電流會增加許多昂貴的能量。幾毫瓦的功率損耗可導致溫度上升超過幾攝氏度（圖1）。熱量是硅芯片的最大殺手，僅增加10oC就可能使平均故障間隔時間（MTBF）減半。

圖1：過熱導致早期產品故障。

因此，在開關DC/DC電壓轉換器選擇過程中開始的一個好處是，可以在材料清單（BOM）中提供最高效率的器件。但這遠不是完整的故事。

開關轉換器效率曲線

開關電壓轉換器的效率曲線不是平坦的，而是在低負載和高負載時顯著降低。圖2顯示了開關轉換器的典型效率曲線通常如何分為三個區域。 （之前的TechZone文章“在低負載期間限制開關DC/DC轉換器低效率的技術”解釋了效率在負載范圍內變化的原因。）

圖2：DC/DC轉換器的典型效率曲線。

由于開關DC/DC轉換器全部采用類似的拓撲結構制造，金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）用于開關操作，而緊湊型磁性元件用于儲能，因此大多數現代器件的效率曲線具有相似的形狀。

信譽良好的功率芯片供應商在不同的輸入和輸出電壓下為其產品提供效率與負載圖。硅負載點（PoL）電壓轉換器通常具有效率“最佳點”，約為其全電流額定值的50％至70％。

例如，圖3顯示了飛兆半導體的FAN4860升壓（‘升壓’）開關DC/DC電壓轉換器的負載電流與效率關系圖。該器件采用3 MHz同步芯片，可在2.3至4.5 V的輸入電壓范圍內工作，并提供3.3或5 V的固定輸出。最大負載電流（VIN = 3.3 V，VOUT = 5 V）為300 mA。從圖3中可以看出，在這些工作條件下，該芯片的最佳負載約為200 mA，效率峰值約為88％。輸入電壓升至4.5 V，效率提升至94％左右。

圖3：飛兆半導體FAN4860電壓轉換器的效率曲線。

跟蹤負載曲線

上述示例對于要求在5 V下恒定200 mA的產品是一個很好的解決方案。但是，在實踐中，產品很少在恒定負載下運行。選擇電壓調節器時，設計人員必須檢查產品的功率需求如何改變負載曲線上的操作點。

考慮以下比較。圖4顯示了安森美半導體NCP1421 1.2 MHz升壓轉換器的效率曲線，該轉換器能夠提供高達600 mA的電流（VIN = 2.5 V，VOUT = 3.3 V）。同樣，圖5顯示了凌力爾特公司LTC3526 1 MHz升壓轉換器的效率曲線，該轉換器能夠從2.4 V輸入和高達5.25 V輸出提供550 mA電流。 （在這種情況下，輸出電壓也是3.3 V.）

圖4：安森美半導體NCP1421 1.2 MHz升壓轉換器的效率曲線。

圖5：Linear Technology LTC3526 1 MHz升壓轉換器的效率曲線。

讓我們假設設計人員希望為使用2.4至2.5 V輸入需要3.3 V輸出的應用選擇最佳電壓轉換器。在這些工作條件下，安森美半導體器件的峰值效率達到95％（負載為60 mA），凌力爾特公司的芯片峰值功率達到93％（負載為90 mA）。前者似乎是繪制恒定60 mA應用的最佳選擇，但對于要求可變負載的產品，事情則不那么明確。例如，在10 mA負載下，LTC3526的運行效率超過90％，而NCP1421則降至87％。然而，在高負載（例如300 mA）下，NCP1421的效率為92％，而LTC3526的效率為87％。

適用于此應用的電壓調節器的正確選擇取決于最終產品的負載模式。對于大部分時間在高負載（70 mA以上）下使用的產品，LTC3526將是最佳選擇，因為它在該工作區域更有效。但是，如果占空比確定應用將在低負載（低于20 mA）下花費大量時間，那么NCP1421可能是更好的選擇。

便攜式設備設計人員尤其應該密切關注電壓轉換器在低負載時的性能，因為許多電池供電設備在待機或睡眠模式下花費大量時間以在不使用時節省電力。在這些低電流下，開關轉換器效率相對較低，并且可以抵消設計者希望通過在不使用時將產品切換到低功率模式而實現的一些功率節省。

當預算緊張時，確定應用程序在典型使用中的負載模式尤其重要，因為具有較高峰值效率的產品通常更昂貴。但是，如果電壓轉換器很少或從未在其峰值效率附近運行，那么額外的成本可能是資金減少。

出于類似的原因，設計人員不應過度指定電壓轉換器，以提高效率。例如，如果設計人員需要一個可以提供500 mA電流的轉換器，那么尋找能夠管理高達700 mA的設備以提供一定的安全裕度是明智的。設計人員可能會選擇1 W電壓轉換器，這是基于它可以滿足規范但提供更高安全裕度的假設。但是，產品的工作負載會導致額定電壓較高的電壓轉換器在效率曲線的較低區域發揮作用，而性能會逐漸降低。工程師不僅要為電壓轉換器支付更多費用，而且還會讓消費者背負劣質終端產品。