簡介

一些理想的運算放大器配置假設反饋電阻表現出完美匹配。在實踐中，電阻器非理想性會影響各種電路參數，例如共模抑制比（CMRR），諧波失真和穩定性。例如，如圖1所示，配置為將接地參考信號電平轉換為2.5V共模的單端放大器需要良好的CMRR。假設CMRR為34dB且無輸入信號，則該2.5V電平轉換器的輸出偏移為50mV，甚至可能超過12位ADC和驅動器的LSB和偏移誤差。

運算放大器，34dB是一個不太理想的CMRR。但是，無論運算放大器的功能如何，1％容差電阻的反饋網絡都可將CMRR限制在34dB。高度匹配的電阻，例如LT5400提供的電阻，可提供0.01％，0.025％和0.05％匹配，確保設計人員能夠接近或滿足放大器數據手冊規范。本設計筆記將LT5400與厚膜，0402,1％容差表面貼裝電阻進行了比較。 CMRR，諧波失真和穩定性考慮用這些電阻用于LTC6362運算放大器周圍的反饋，如圖2所示。

共模抑制比

為了在存在共模噪聲的情況下獲得精確測量，高CMRR是重要的。輸入CMRR定義為差分增益（V OUT（DIFF） / V IN（DIFF））與輸入共模到差分轉換的比率（V OUT（DIFF） / V IN（CM））。

在理想的單端和全差分放大器中，只有輸入差分電平會影響輸出電壓。但是，在實際電路中，電阻不匹配會限制可用的CMRR。考慮該電路配置為將±10V信號衰減為±2V信號。使用具有2％匹配（1％容差）的典型表面貼裝電阻，電阻器的最壞情況CMRR貢獻為30dB。具有0.01％容差，0.02％匹配，電阻器的最壞情況CMRR貢獻為70dB。 CMRR等式中的限制因素是：

此表達式降低到典型電阻的電阻匹配率，但LT5400通過限制電阻對R1 / R2和R4 / R3之間的匹配，需要額外的步驟來提供改善的CMRR。通過將此等式定義為CMRR的匹配，LT5400提供的精度優于電阻匹配率。例如，LT5400A保證：

將最壞情況下的CMRR提高到82dB。

電路的臺架測試產生了50.7dB的CMRR（高電阻匹配）有限公差，電阻為1％，LT5400為86.6dB。在這種情況下，2.5V共模輸入將使用1％厚膜電阻產生1.5mV的偏移，LT5400的偏移為23μV，因此適用于直流精度至關重要的18位ADC應用。

諧波失真

在為精密應用選擇電阻時，諧波失真也很重要。電阻上的大信號電壓可能會根據尺寸和材料顯著改變電阻。這個問題出現在許多基于芯片的電阻器中，并且隨著電阻器功率水平的增加自然會變得更加嚴重。表1比較了基于高功率驅動和類似功率驅動的厚膜，通孔和LT5400電阻的失真。結果表明，對于給定的信號，LT5400比其他電阻類型的信號失真要小得多。

穩定性

圖3顯示了LT5400中電阻之間的分布電容模型。為了在LT5400中實現高精度匹配和跟蹤，許多小型SiCr電阻器串聯和并聯配置。由于復雜的交錯，LT5400電阻可以建模為一系列無窮小電阻，在相鄰段之間以及各個段與裸露焊盤之間具有寄生電容。相比之下，沒有緊密布局的典型表面貼裝電阻通常表現出明顯更小的寄生電容。

當裸露焊盤接地時，可以減輕電阻器間電容的影響。然而，即使在裸露焊盤接地之后，該電容仍會通過形成總電阻乘以總電容的寄生極來影響電路穩定性。

由于過沖與相位裕度成反比，因此最小化步長響應過沖是確保電路穩定性的好方法。未補償的LT5400配置顯示27％，而0402配置的過沖為17％。然而，在兩種配置中，實現8％過沖所需的補償電容大致相同：與LT5400相比為18pF; 15pF，帶0402電阻。通過幾乎相同的補償，兩個電路顯示出類似的穩定特性。

結論

精密放大器和ADC的實際性能通常難以實現，因為數據手冊規格假設是理想的元件。精密匹配的電阻網絡（例如LT5400提供的電阻網絡）可實現精確匹配數量級，優于分立元件，確保精密IC滿足數據手冊規范。