隨著成本上升，客戶需要更小，更長距離的產品，彈藥系統很快就會像其他工程領域一樣受到成本的限制。為了在飛行中有效地驅動和控制這些彈藥，小型控制致動系統（CAS）進行小的精確調整以放置鰭片并調節身體上方的氣流。傳統上，這些系統是氣動的或通過帶有齒輪箱的有刷直流電機驅動，但是包括無刷直流電機（BLDC）在內的電機驅動器的現代技術已經實現了更小，更輕，更便宜和更高效的CAS設計。然而，這需要增加系統復雜性以驅動BLDC的三個階段。

增加的復雜性來自許多來源。首先，雖然傳統的有刷直流電機只需要一個H橋，但BLDC需要三對獨立的MOSFET來驅動相位。這增加了少量成本并且需要PCB上額外的占地面積。在驅動這些MOSFET時，必須注意避免電流擊穿，如果頂部和底部同時啟用，可能會破壞MOSFET。必須特別注意在脈沖寬度調制（PWM）的頂部和底部驅動線之間插入的死區時間。

從軟件的角度來看，可以使用簡單的PID回路控制常規有刷電機雖然BLDC需要更高級的環路和換向策略 - 通常測量繞組電流，相電壓，轉子角度和速度。

BLDC的構造

BLDC是定子上的電磁鐵的集合，永磁體附著在可動轉子上。電動機可以是一個先行者（線圈內部的磁鐵）或外部電動機（線圈外的磁鐵）。圖1顯示了BLDC inrunner和outtrunner。在兩種情況下，三相導線圍繞定子中的齒纏繞（U，V，W或A，B，C）。這些繞組依次通電以吸引和排斥永磁體（紅色/藍色）。

標準微處理器或DSP沒有電流驅動強度來直接充分激勵線圈，因此，由MOSFET組成的功率逆變器級（每相兩個）通常用于將PWM驅動器從控制接口轉換為電機所需的高壓驅動器。

通常，三相逆變器使用六個N溝道MOSFET（見圖2的頂部），產生圖2底部所示的開關狀態。有幾種開關狀態未顯示：001,010,011和101.A 1表示啟用前三個MOSFET中的一個。這些狀態映射到狀態空間表示，如圖3中的六個扇區所示。通過打開和關閉開關，施加到繞組的電壓最大可達到2/3×V DC 。該策略的自然延伸是將PWM應用于每對MOSFET。通過改變PWM波形的占空比，繞組中產生的電壓可以產生寬范圍的電壓，具體取決于PWM生成系統的分辨率。

在沒有PWM的情況下，非常自然的換向策略是簡單地激勵每對繞組（即，塊換向或六步換向）。對于這種策略，一個或兩個相被拉高，而剩余的繞組被驅動為低。通過依次激勵相，轉子上的磁鐵被拉到每相，轉子開始旋轉。為了確定要激勵的相位，三個霍爾效應傳感器通常以60度電角度安裝在定子上。霍爾效應傳感器檢測每個轉子磁體并產生3位數字序列，用于確定下一個換向區域。雖然這種策略適用于低成本電機控制系統，但該策略在低速時會受到扭矩波動的影響。此外，如果電機用于定位/伺服應用，這種轉矩脈動會產生聲學噪聲并引入位置誤差。 1

正弦換向的工作原理是定子電流與定子電流對齊BLDC中的定子磁通。 BLDC基于通過繞組的梯形電流移動。這些電流中的每一個應該是120°異相。永磁同步電動機（PMSM）類似于BLDC，但需要正弦電流來驅動。圖4顯示了如何驅動PMSM的方框圖。通過使用速度傳感器或使用基于位置軸傳感器和電機參數的估算來實現簡單的速度控制。正弦波驅動在低速時特別好，但在高速時會分開，因為所需正弦波的電頻率也必須隨著速度而增加。在更高的速度下，電機需要更高的轉矩，這會在相電流中引入滯后。 2 為了在更高的速度下正確控制，通常必須引入相位前進以保持轉矩和磁通矢量正確對齊。

為了克服這個問題，可以實現一種稱為磁場定向控制（FOC）的更先進的控制方案。與其他換向策略一樣，FOC可以無傳感器實現，可根據繞組產生的反電動勢估算位置和速度，或通過位置和電流傳感器進行傳感。 FOC的基礎是控制進入電動機繞組的轉矩和磁通矢量。這些矢量的生成來自電機的所需速度輸入。

使用電機的電氣和機械常數（慣性矩，摩擦系數，定子繞組的電感和電阻以及反電動勢常數），圖5中的PI回路將所需速度轉換為直流量。為了控制電機的電氣循環，必須將這些量轉換為轉子的參考系（圖6），以便使用Park產生V α和V β轉變。 FOC的下一步是將V α和V β轉換為發送到PWM逆變器單元的PWM值。通常，正弦調制方案（SPWM）或空間矢量調制方案（SVPWM或SVM）用于此過程。

如前所述，通過控制切換在功率逆變器內的MOSFET中，可以創建空間矢量表示，如圖3所示。相鄰單位矢量之間的空間被編碼以產生1到6之間的扇區，以對應于換向電循環的六個開關扇區。 。圖3中的扇區1的特寫如圖7所示。電壓矢量V REF 由電壓矢量V α和V β<組成。 / sub>，角度θ是V d 的反正切除以V q 。 3 圖7顯示V REF 可以通過使用兩個相鄰的單位向量（V 1 和V 2 ）導出，并在每個州花費特定的時間（對應于一個任務）周期）。該占空比可以通過使用與矢量數學得到的方程類似的方程來計算（見圖8）。

U，V，W向量方程計算

根據圖7中的公式，可以通過使用1.0的歸一化時間（等于完整的100％占空比）并減去T n 來找到PWM時間。 ?<子> n + 1個 。可以通過額外的計算確定扇區，如圖9所示。

計算完占空比并將其發送到控制器的PWM模塊后，使用FOC進行開環控制實現。現在必須集成反饋以實現閉環控制。如圖4所示，使用逆Clarke和逆Park變換測量和變換三個繞組的電流。為了測量這些電流，可以使用幾種不同的策略：與每個相繞組并聯的分流檢測，底部三個MOSFET與地之間的單個低端分流器，每個MOSFET接地之間的相分流器，或每個MOSFET之間的高側分流器頂部MOSFET和V DC 。如果設計成本受限，則使用與繞組一致的兩個分流器的方法提供了良好的測量，因為這提供了直接測量兩個繞組電流的直接方式。第三個電流可以通過使用基爾霍夫電流定律和0的總和來計算。另一個好處是可以在任何時刻測量電流，而不是僅在底部或頂部MOSFET被啟用時測量。在測量這些電流后，應使用分流系統可測量的最大電流將它們歸一化到[-1，+ 1]的范圍。

對于位置和速度傳感，編碼器（相對或絕對） ，可以使用霍爾效應傳感器，旋轉變壓器或磁角度傳感器。但是，根據傳感器的分辨率，可能需要額外的位置和速度估算方案。無論采用何種技術，測量的角度必須轉換為電角度，以使換向與實際轉子位置同步，并實現轉子變換。角速度也必須是已知的，但這通常保持在機械域中以匹配所需的輸入速度。

通過已知轉子的實際位置和速度，可以執行反向/反向Park和Clarke變換，以將相位電流從靜止定子參考系轉換為d，q參考系中的旋轉參考系。產生電流和速度誤差項的PI循環創建誤差向量，然后反饋到前向Park和Clarke變換中，控制過程可以重復。

那么這個過程應該多快重復一次？答案取決于電機特性。通常選擇PWM頻率在聽覺范圍之外（15kHz至30kHz），使得電動機不會發出聲音共振。然后在PWM中斷服務程序中實現FOC和所需的控制環路，以便PWM的新值可用于下一個PWM周期。這對FOC例程施加了嚴格的時序限制，因為服務PWM中斷所花費的任何時間都不用于服務控制處理器的其他方面（例如基于PC的程序的串行接口）。 PWM頻率為30 kHz，每個PWM ISR僅為33.3μs。所以每微秒都很重要！必須注意盡量減少正弦和余弦以及其他浮點計算的計算開銷。通常，最好將FOC例程保持在可用PWM ISR時間的50％以下，因此處理器可以為其他外設（如UART）提供服務，以便為不太重要的任務提供服務，例如更改所需的速度或設置新位置。

選定的組件

鑒于實施FOC本身已經很復雜，仔細選擇部件有助于最大限度地減少額外的系統集成挑戰。 ADI公司為電機控制信號鏈提供了許多部件。這些部件包括柵極驅動器，絕對角度和霍爾效應傳感器，電流傳感器和隔離產品。

圖10中可以看到電機控制信號鏈組件的簡單框圖。在高級別，使用ADA4571 AMR角度傳感器和AD22151磁場傳感器檢測BLDC軸位置和速度。相繞組電流使用內聯分流電阻測量，AD8418電流檢測放大器消除PWM共模電壓。 LTC2345-18 8×18位ADC將來自傳感器的6個模擬電壓轉換為微控制器的數字領域。微控制器使用這些信號計算PWM占空比，并將其發送到硬件定時器。 LT1158 MOSFET驅動器用作功率逆變器的六個MOSFET的柵極驅動器。

LT1158是一款集成半橋N溝道MOSFET驅動器。雖然電源電壓范圍為5 V至30 V dc，但輸入PWM波形邏輯可以接受TTL或CMOS電平。此外，單個PWM輸入轉換為高和低MOSFET驅動信號，而芯片自動插入自適應死區時間。這意味著PWM頻率可以動態變化，并且自動插入死區時間以保護MOSFET免受電流擊穿，而無需更改PWM定時器代碼或寄存器。

ADA4571集成各向異性磁阻（AMR）傳感器能夠測量180°旋轉到0.5°以內。該傳感器采用2.7 V至5 V單電源供電，僅消耗7 mA電流，并啟用溫度補償。該傳感器的輸出是以2.5 V（5 V電源）為中心的兩個模擬正弦波（V SIN ，V COS ）。一旦V SIN 和V COS 的電壓被數字化，它們就可以通過簡單的公式轉換為一個角度：

為了測量360°的絕對旋轉，ADA4571可以與線性輸出磁場（霍爾效應）傳感器（如AD22151）組合使用。 AD22151設計用于單5V工作電源，輸出與垂直于封裝的磁場成線性比例的電壓。在正常操作期間，器件最大可吸收10 mA電流，并可檢測具有不同增益量的雙極或單極磁場。該傳感器的優點是模擬輸出電壓，可以輕松添加到已經測量模擬量的系統，如電流傳感器輸出或附加的模擬角度傳感器。通過將AD22151垂直于ADA4571放置，輸出可以通過軟件融合在一起，以便感應軸安裝的直徑磁鐵的360°運動。

與角度傳感器一起，感應FOC需要精確通過BLDC測量相電流。 AD8418是一款雙向零漂移電流檢測放大器，非常適合該任務。該外部并聯放大器在整個溫度范圍內工作時的增益為20 V / V，共模抑制范圍為-2 V至+ 70 V.該放大器還可以檢測通過分流器的雙向電流，這在測量相電流時特別有用。 BLDCs。該器件設計用于2.7 V和5 V之間的電源電壓V S ，模擬輸出電壓以V S / 2為中心。如果選擇電源為5 V，則輸出以2.5 V為中心，與ADA4571一樣。

對于模擬輸出傳感器，結果必須轉換為數字域。雖然存在多個ADC，但由于8個同時采樣通道，LTC2345特別適用于電機控制。采樣與轉換線上的單個上升沿同步。然后，相電流和絕對角度傳感器輸出可以在中心對齊PWM期間同步到同一時刻。單5 V電源工作簡化了電源設計，同時仍然消耗不到20 mA的電流。獨立的數字邏輯輸出電壓允許LTC2345與較低電壓的微控制器，處理器或FPGA接口。由于模擬輸入范圍的靈活性，位置和電流傳感器的2.5 V偏移可以通過使用（IN-）模擬輸入通道在硬件中自動刪除。可以使用SDO輸出以不同的時鐘速率從LTC2345輸出數據，具體取決于所需的采樣吞吐量。

結論

隨著控制驅動系統中BLDC的普及，需要更先進的算法，傳感器和驅動電路。正弦和FOC是兩種換向策略，可以精確控制BLDC。兩種策略都需要精確測量BLDC的轉子角度，如果沒有合適的元件，這可能很難。但是，ADA4571和AD22151簡化了這種測量。 LT1158通過減少PWM線并消除死區時間的計算，簡化了BLDC三相的PWM驅動線。 AD8418簡化了繞組電流，LTC2345可輕松實現多個模擬傳感器輸出的數字化和同步。這些部件僅代表ADI公司電機控制應用產品組合的一小部分。