寬帶接收器通常使用固定的本地振蕩器從900 MHz的頻率下變頻到5到25 MHz的基帶，并直接轉換為數字。其中的許多單獨信號通道被數字地過濾，解調和處理。這種用于基站的系統降低了成本和復雜性 - 它們僅需要單個高頻模擬前端。但關鍵鏈路A / D轉換器必須具有出色的性能。

寬帶接收器的A / D規格由系統無線電標準驅動。為了在存在強附近信號的情況下接收遠距離信號，蜂窩基站接收器必須具有寬動態范圍。例如，GSM規范要求接收機能夠在存在許多其他信號的情況下準確地將信號數字化為-13 dBm至-104 dBm（圖1） - 動態范圍為91 dB！這意味著轉換器和模擬前端的無雜散動態范圍（SFDR）必須約為95到100 dBFS。具有給定幅度的轉換信號的SFDR是該幅度與轉換器的奈奎斯特頻譜中找到的最大寄生頻率分量的對數比（dB）（0到F s / 2 Hz）。

最大的雜散，通常由前端強信號的失真分量產生，可以掩蓋接收器處理的弱邊緣信號。 SFDR 規范允許評估接收機本底噪聲附近信號的信噪比（或SNR的倒數，誤碼率 - 數字接收機中的誤碼率）。

GSM是使用寬帶技術實現的更難的標準之一，因此它是某些轉換器規范重要性的一個很好的例子。其他標準，如AMPS（北美模擬蜂窩），對接收機設計要求不高，很容易使用寬帶實現。

滿量程SINAD和SNR雖然適用于單音輸入信號，但無法為寬帶無線電中存在的無數信號和寬頻帶提供完整的圖像。多音調測試和SFDR功率掃描提供更多信息。

轉換器在數字化滿量程信號時的表現通常與使用較小信號10~20,30或更低dB的滿量程信號表現不同寬帶無線電。圖2顯示了12位，50 MSPS AD8011的SFDR與信號幅度的關系。由于轉換器積分非線性和滿量程的跟蹤/保持擺率限制，SFDR實際上隨著信號電平在全量程附近降低而提高，從而提供更大的動態范圍。 SFDR比率對于較低的信號電平更好，因為轉換器在其余范圍內更加線性。多個信號也會產生接近滿量程的代碼，但隨機非相關信號的求和類似于抖動。

抖動是一種通過制作將非線性降低到有效本底噪聲的技術。每次對給定的模擬電平進行采樣時，轉換器都會使用其范圍的不同部分。它可以通過模擬或數字方法實現。數字地，生成偽隨機數（抖動），轉換為模擬，并與模擬輸入信號重復求和[因此給定電平的每個轉換結果取決于抖動值]。在每次轉換之后，從數字輸出中減去偽隨機數字值。該技術減少了通過重復地執行相同的非線性而產生的頻譜內容。在寬帶接收器中，背景噪聲和其他非相關信號提供抖動的一些好處，但通常有意添加抖動以改善動態性能。

三階互調失真 ：（IMD）在存在許多較小信號時存在兩個大信號的情況下很重要。兩個最大的信號將產生由非線性引起的雜散（2 f 2 - f 1 ） 和 （2 f 1 - f 2 ）。重要的雜散可以覆蓋位于這些頻率的小的所需信號，其方式與諧波可以屏蔽小信號的方式相同;由于這些產品總是落在帶內，因此無法過濾。 IMD對于它對較大信號的影響并不重要，但對于干擾附近信道中的較小信號并不重要。圖3中的上部IMD產品可以清楚地看到帶狀別名。還表明，除了IMD之外，其他馬刺也會出現問題。在這種情況下，2的大雜散（ f 2 - f 1 ）表示測量例如雙音SFDR與雙音IMD一樣重要。

差分線性誤差（DNL）雖然是特定于體系結構，但由于多級轉換器中的不匹配而增加。當低信號電平跨越相對較差的代碼（在DNL圖中突出的代碼）時，它們變得很重要。通過SFDR在-25和-40 dBFS之間的急劇下降，可以在圖4的SFDR圖中看到這種效應。失配的均方根誤差保持不變，但隨著信號電平降低，SFDR變得更糟，并成為對虛假項更重要的貢獻。再往下，信號不再穿過這些不匹配，SFDR保持高電平。多個信號或添加的抖動可以減少此誤差源，從而提高接收器的性能。

前室：當A / D轉換器在寬帶架構中接收多個通道時，每個信號電平必須遠小于轉換器的滿量程。單獨一個信號可能使用轉換器的滿量程范圍，但是當可能存在兩個信號時，每個信號必須是半幅度（-6 dB），假設相等信號功率，以防止輸出削波，因為這些信號在其峰值處相加在一起。 每次信號數量加倍需要將各個電平降低6 dB。例如，4個通道為-12 dBFS，8個通道為-18 dBFS。多通道無線電必須具有足夠的動態范圍，以通過降低可用信號電平來解決丟失的SNR。此外，無線電設計人員保留3至15 dB作為ADC范圍頂部的裕量，以防止不可避免的高入射峰值與均方根比率和飽和度造成的削波，因為當新呼叫者進入時，附加信號會進入帶內。

其他ADC要求

采樣率：許多寬帶無線電將RF頻譜混合到基帶（從直流到某些信號的一系列信號）高頻率）使用寬動態范圍，超高截取點混頻器，如AD831（ 模擬對話 28-2，第3-5頁）。這種無線電的轉換器要求采樣率至少是最高頻率的兩倍（奈奎斯特速率），即從直流到10 MHz的信號范圍最小為20 MSPS，通常至少有20％的額外余量，將所需的編碼率提高到約25 MSPS。

采用模擬和數字標準，過采樣可提供處理增益，從而提高有效SNR。對于數字調制數據，ADC應采用數據速率的整數倍進行采樣，以使通道中心位于FFT或濾波器區的中心。例如，如果接收器正在解碼GSM分組，則采樣率將是270.833kHz數據速率的倍數。典型的GSM接收器使用每比特48個樣本的倍數，基本采樣率 F s ，13 MSPS。 [1] 模擬接收的采樣率（例如AM和FM）是信道帶寬的倍數。使用30kHz標準的AMPS，典型采樣率1024 [2] 倍于帶寬為30.72 MSPS。

驅動和濾波：基帶采樣的替代方法是對第二或第三奈奎斯特區域中的IF信號進行采樣[即（ N -1） F s / 2到 NF s / 2]。因此，第二個奈奎斯特區來自 F s / 2到 F s ;第三個是從 F s 到（3/2） F s 。對于 F s = 25 MSPS，第二個區域為12.5 MHz至25 MHz;第三個是25-37.5 MHz。使用更高的區域可以大大放寬驅動放大器的諧波要求，因為對于高于第一奈奎斯特區域的頻率，濾波更容易。

在10 MHz基帶，對于具有1 MHz信號的70 dB諧波抑制，驅動放大器必須具有70 dB的諧波性能，因為抗混疊濾波器不得濾除低于10 MHz的諧波。但如果系統設計為26 MHz的1 MHz基帶信號（ F s + 1 MHz，在第三奈奎斯特區域內），則二次諧波將為52 MHz，遠遠超出數字轉換器抗混疊濾波器的25至37.5 MHz通帶（圖5）。無需犧牲轉換器精度;由于采樣系統內的信號折疊，所有轉換器諧波始終落在“帶內”。對于放寬的濾波器規格，通過增加放大器性能的權衡來簡化模擬電路要求。但互調要求不能降低;對于放大器和轉換器，IM必須始終處于帶內。

[1] 其他可能的采樣頻率包括26 MSPS和39 MSPS，均為13的倍數MSPS。

[2] 其他倍數通常可以是2的冪，并且在可用轉換器的采樣率范圍內。

寬帶無線電過采樣和過程增益

通過稱為處理增益的數值運算可以改善SNR。在任何數字化過程中，信號采樣越快，本底噪聲越低。 SNR沒有改善，總的集成噪聲保持不變，但它分布在更多的頻率上。噪聲基底遵循等式（b =分辨率）：

本底噪聲 = 6.02 b + 1.8 + 10 log（ F s / 2 BW ）

這表示轉換器的量化噪聲，并顯示噪聲與采樣率之間的關系。采樣率的每次加倍都會使有效本底噪聲降低3 dB。

雖然通過提高采樣率可以獲得一些收益，但它們相對較小。然而，當用數字信號處理芯片對信號進行信道化和濾波時，在數字濾波過程中實現了重要的增益。例如，如果使用40906 MSPS的AD9042采樣數字化30 kHz AMPS信號，則只有一小部分寬帶噪聲通過數字濾波器通帶。通帶中的噪聲降低0.03 MHz / 20.48 MHz，以對數形式記錄為10 log（20.48 MHz / 30 kHz）或28.3 dB。

考慮到這一點，有效的SNR對于給定的信號則

SNR = 6.2 + 1.8 + 10 log（ F s /（2 x BW ）） - HR

如果已知實際SNR規范，則將其替換為（6.02 b +1.8）項。如果轉換器的SNR規格為67 dB，有8個信號，則每個信號將低于滿量程18 + 12 dB（凈空-HR）（如上所述）。因此，總信號電平將比滿量程低30dB（即，SNR降低到37dB）。但有效信道SNR將為67 + 28.3-30 = 65.3 dB。