運算放大器單穩態多諧振蕩器是一種電子電路，在外部觸發時會產生單個定時矩形輸出脈沖。

可以使用分立元件或數字邏輯門輕松制作單穩態電路，但單穩態電路可以也可以使用運算放大器構建。

運算放大器單穩態多諧振蕩器（單次多諧振蕩器）電路是正反饋（或再生）開關電路，只有一個穩定狀態，產生指定持續時間 T 的輸出脈沖。

外部觸發信號用于改變狀態，并在一段設定的時間后，以微秒，毫秒或秒為單位一個由RC分量確定的時間周期，單穩態電路然后返回到其原始穩定狀態，直到下一個觸發輸入信號到達為止。

基本單穩態多諧振蕩器框圖如下：

運算放大器Monostable Block Diagr am

上面的框圖顯示了通過添加外部電阻構建單穩態多諧振蕩器（ R ）和開關電路上的電容（ C ）。可以使用晶體管，數字邏輯門或通用運算放大器來制造開關電路。電阻 - 電容組合的時間常數τ決定了脈沖的長度， T 。

在本教程中，我們將構建一個單穩態多諧振蕩器使用具有正反饋路徑的運算放大器比較器電路的電路。由于反饋是正的，電路是再生的，即它增加了差分輸入信號。

運算放大器單穩態電路

首先讓我們考慮反相放大器電路如圖所示。

在這種反相運算放大器配置中，一些輸出信號（稱為反饋分數）被反饋到通過電阻網絡實現運算放大器的反相輸入。

在這種基本的反相配置中，反饋分數因此被反饋到反相輸入端是負的。輸出和反相輸入端之間的負反饋配置強制差分輸入電壓為零。

這種負反饋的結果是運算放大器產生放大的輸出信號，該信號與輸入信號的相位差為180 o 。因此，從輸出反饋的反相端電壓 -V 的增加會導致輸出電壓降低， V O 產生平衡

現在考慮使用相同的運算放大器電路，其中運算放大器的反相和非反相輸入已經互換。也就是說，反饋信號反饋到同相輸入，反饋過程現在為正，產生一個內置遲滯的基本運算放大器比較器電路。

運算放大器單穩態多諧振蕩器電路圍繞運算放大器構建，該運算放大器配置為閉環施密特觸發器電路，該電路使用電阻 R1 和 R2 提供的正反饋來產生所需的滯后。正反饋的使用意味著反饋是再生的，并提供所需的狀態依賴性，這實際上將運算放大器改變為雙穩態存儲器件。

考慮基本的運算放大器電壓比較器以下電路。

運算放大器施密特比較器

電阻網絡連接在運算放大器輸出和非反相（ + ）輸入之間。當 Vout 朝向正電源軌（+ Vcc）飽和時，相對于地的正電壓將施加到運算放大器的非反相輸入端。同樣，當 Vout 朝向負電源軌（-Vcc）飽和時，相對于地的負電壓將施加到運算放大器的非反相輸入端。

由于兩個電阻器以分壓器網絡的形式配置在輸出端，因此非反相輸入端的電壓 V B 將取決于輸出電壓的一部分由兩個電阻器的比率反饋。此反饋分數β的格式如下：

請注意，我們可以制作通過將電阻 R 1 和 R 2 替換為β變量的值電位器，其中電位器抽頭直接連接到運算放大器的非反相輸入，從而允許我們改變反饋分數。

由于滯后量與反饋分數的數量直接相關，因此最好避免構造具有非常小的滯后（小β）的施密特觸發器運算放大器（再生比較器），因為這可能導致運算放大器在切換時在上下點之間振蕩。

如果我們現在在輸出和反相（ - ）輸入之間的施密特觸發器上放置反饋網絡，我們可以控制施密特所需的時間。運算放大器改變狀態。通過這樣做，運算放大器反相輸入的信號現在由運算放大器本身通過外部RC反饋網絡提供，如圖所示。

基本運算放大器單穩態電路

初次上電時（即 t = 0 ），輸出（ V OUT ）將向正軌（ + Vcc ）飽和，或向負極飽和軌道（ -Vcc ），因為這是運算放大器允許的唯一兩個穩定狀態。讓我們假設輸出已經向正供電軌擺動， + Vcc 。然后，非反相輸入端的電壓 V B 將等于 + Vcc *β其中β是反饋分數。

反相輸入保持在0.7伏特，二極管的正向電壓降， D 1 并鉗位到0v（接地） ）通過二極管，防止它更積極。因此， V A 的電位遠小于 V B 時的電位，輸出在 + VCC 。同時，電容器（ C ）充電至相同的0.7伏電壓，并由二極管的正向偏壓保持在那里。

如果我們如果將負脈沖施加到非反相輸入，則 V A 時的0.7v電壓現在變得大于 V B <的電壓 ，因為 V B 現在為負數。因此，施密特配置的運算放大器的輸出開關狀態并向負電源軌飽和， -Vcc 。結果是 V B 的電位現在等于 -Vcc *β。

這個暫時的元 - 穩定狀態導致電容器通過反饋電阻器以相反方向指數地充電， R 從+0.7伏特下降到剛剛切換的飽和輸出， -Vcc 。二極管， D 1 變為反向偏置，因此無效。電容 C 將以時間常數τ= RC 放電。

一旦電容器電壓 V A 達到與 V B 相同的電位，即 -Vcc *β，運算放大器切換回來到原來的永久穩定狀態，輸出再次在 + Vcc 飽和。

注意，一旦定時周期結束，運算放大器輸出變回穩定狀態并且朝向正電源軌飽和，電容器試圖反向充電到 + Vcc ，但只能充電到由二極管正向壓降給出的最大值0.7v。我們可以用圖形方式顯示這種效果：

運算放大器單穩態波形

然后我們可以看到負向觸發輸入，將運算放大器單穩態電路切換到臨時不穩定狀態。經過一段時間延遲， T ，而電容 C 通過反饋電阻 R 充電，電路切換回正常穩定狀態一旦電容器電壓達到所需電位。

輸出矩形脈沖的這個時間延遲周期（ T ），即不穩定狀態時間，給出如下：

運算放大器單穩態定時周期

如果兩個運算放大器的反饋電阻具有相同的值，則為： R 1 = R 2 ，然后上面的等式也簡化了：

顯然有一定的時間電容器從 -Vcc *β再次充電到 V D （0.7v），因此在此期間第二個負脈沖可能無法啟動新的定時周期。

然后為了確保運算放大器單穩態電路在應用下一個觸發脈沖時的正確運行，觸發脈沖之間的時間間隔，（ T 總 ）必須大于定時周期 T 加上電容器充電所需的時間，（ T 充電 ）。

充電恢復時間如下：

其中： Vcc 是電源電壓， V D 是二極管正向壓降，（通常為ab）輸出為0.6到0.7伏特，β是反饋分數。

為了確保運算放大器單穩態電路具有良好的負觸發信號，該信號開始于定時周期負向脈沖的前沿，以及當電路處于穩定狀態時停止任何誤觸發，我們可以在輸入端增加一個RC微分電路。

微分電路很有用從正方形或矩形輸入波形產生負輸出尖峰。比較器閾值電壓的急劇和突然降低低于其反饋分數β值，將運算放大器單穩態驅動到其定時周期。使用電阻 - 電容（ RC 網絡）形成微分電路，如圖所示。

RC微分電路

上面的基本微分電路使用另一個電阻 - 電容（RC）網絡，其輸出電壓是輸入電壓相對于時間的導數。當輸入電壓從0變為-Vcc時，電容開始以指數方式充電。由于電容器電壓 Vc 最初為零，因此微分器輸出電壓突然從0跳到-Vcc，產生負尖峰，然后隨著電容器充電而呈指數衰減。

對于RC微分電路，負尖峰的峰值近似等于觸發波形的幅度。此外，作為一般經驗法則，對于RC微分電路產生良好的尖銳窄尖峰，時間常數（τ）應至少比輸入脈沖寬度小十倍。因此，例如，如果輸入脈沖寬度為10 ms，則5RC時間常數應小于1 ms（10％）。

使用微分電路的優點是任何恒定的直流電壓或緩慢變化的信號將被阻擋，僅允許快速變化的觸發脈沖以啟動單穩態定時周期。二極管， D 確保到達運算放大器非反相輸入的觸發脈沖始終為負。

將RC差分電路添加到基本運算放大器單穩態中可得到：

運算放大器單穩態電路

運算放大器單穩態示例No1

An運算放大器單穩態電路使用以下組件構建。 R1 =30kΩ， R2 =30kΩ， R =150kΩ且 C = 1.0uF 。如果運算放大器單穩態電源由±12V電源供電，定時周期以10ms脈沖啟動。

計算電路定時周期，電容器恢復時間，觸發脈沖與微分器網絡之間的總時間值。繪制完成的電路。

給出的數據： R1 = R2 =30kΩ， R =150kΩ， C = 1.0uF 脈沖寬度等于10毫秒，（10ms）。

1。時間段， T ：

2。電容恢復時間：

3。觸發脈沖之間的總時間：

4。輸入脈沖為10ms，因此負尖峰持續時間為1ms（10％）。如果我們假設電容值 0.1uF ，則微分器RC值計算如下：

這為我們的示例提供了最終的運算放大器單穩態電路：

最終運算放大器單穩態電路

我們在本教程中已經看到，運算放大器Monostable電路可以使用通用運算放大器構建，例如741，還有一些額外的組件。雖然使用分立元件，數字邏輯門或通用555 IC芯片構建單穩態（單觸發）電路可能更容易，但有時需要使用運算放大器構建單穩態電路用于模擬電路。

通過將運算放大器配置為具有正反饋的施密特觸發器，輸出脈沖的持續時間由RC定時電路的時間常數以及提供電阻分壓器網絡的電阻分壓器網絡的比率值決定。正反饋有助于使電路不穩定。