固定頻率諧振式DC/DC變換器設計

Design of Constant Freguency Resonant Mode DC/DC Converter

摘要：介紹一種三元件諧振變換器在很寬的輸入電壓和輸出負載的變化范圍內具有很低的開關損耗，特別適合高壓輸入、大功率低紋波輸出應用。詳細介紹本變換器的工作原理、關鍵元件的選擇和電路的設計。并對實驗電路和結果進行說明。

關鍵詞：移相調制三元件并聯諧振

1引言

　　隨著社會的發展和技術的進步，現代飛機電子設備的種類、數量及需要執行的任務急劇增加，對電源的要求越來越高，從滿載到較低的負載都要有較高的效率；在很寬的輸入電壓和輸出負載范圍內，輸出電壓可調；固定的開關頻率；高的功率密度；高的可靠性；低的電磁干擾（EMI）。

　　高效率對功率密度、可靠性和EMI有很大的影響。為了獲得高的效率，人們在功率半導體器件選擇、拓撲結構研究、控制電路設計以及器件的排列布局等方面進行了不懈的努力，取得了許多成果。

　　在PWM變換器和諧振式變換器基礎上發展起來的移相調制式變換器（PSPWM）具有PWM變換器的固定頻率、低導通損耗以及諧振式變換器的功率開關器件低開關損耗等優點，因而有很大的應用價值。單一諧振元件（一個串聯電感）的PSPWM變換器的輸出二極管上的電壓應力大，輸出噪聲較大；四元件（串聯調諧、并聯失諧拓撲形式）的PSPWM變換器在低電壓輸入、低電壓大電流輸出時具有很高的效率，因為在高壓輸入時串聯諧振電容器承受的電壓應力較大；三元件（一個串聯電感、并聯調諧）的PSPWM變換器比較適合高電壓輸入、大功率和極低紋波輸出的系統。本文對圖1所示的三元件并聯調諧變換器DC/DC諧振變換器的工作原理和設計方面的一些具體問題進行了比較詳細的介紹。

2電路及工作原理

　　圖1所示為三元件的并聯調諧變換器主電路圖。本變換器采用移相調制控制方式，在逆變器的輸出端產生一高頻準方波波形。串聯電感LS的作用為：對高頻準方波中的諧波分量形成高阻抗；在零電壓區間抑制并聯電容器CP向全橋逆變器放電；與緩沖電容器C1～C4確保MOSFET零電壓開關。并聯支路（LP、CP）為變壓器提供準正弦的穩定電壓源并將環流限制在并聯支路內。

圖1并聯調諧DC/DC諧振變換器

　　高頻準方波電壓波形加在串、并聯支路的兩端，因此流過串聯電感的是相位滯后的、邊緣呈近似指數上升/下降的諧波電流波形，而并聯支路和變壓器兩端是近似正弦的電壓波形。變壓器次級的二極管將準正弦電壓整流，經輸出濾波器（LO、CO）濾波后得到紋波極小的直流電壓輸出。只需控制逆變器的相移角，無論輸入電壓和輸出負載如何變化，輸出電壓都可維持在所需的電平上。

　　圖1所示的變換器在一個穩態周期內有八個不同區間，由于波形半周期對稱，以下僅介紹變換器負半周內的四個區間的工作情況。

　　區間1：此區間內，開關V1、V2導通，并流過正向諧振電流iS。V1、V2的同時導通使逆變器的輸出電壓US出現零電壓區間。為了調節或改變輸出直流電壓，必須有一段零電壓區間以控制由輸入端流到輸出端的功率大小。

　　區間2：此區間一開始，選通信號Ug1就不加到開關V1的柵極，V1關斷，緩沖電容C1開始充電。同時，由于諧振電流iS為正向，開關V4上的緩沖電容C4開始向諧振電路放電，一旦C4兩端電壓降至零時，正向諧振電流迫使開關V4兩端的反并聯二極管VD4導通。二極管VD4和開關V2的同時導通使逆變器輸出端出現負電壓US。由于儲存在緩沖電容中的能量是向諧振電路釋放，緩沖電容C1大一些可使開關V1上的電壓緩慢上升，這就確保了開關的關斷損耗近似為零。

　　區間3：此區間一開始，選通信號Ug4加到開關V4的柵極，諧振電流iS由反并聯二極管VD4流向開關V4。由于二極管VD4的導通先于開關V4，因此開關V4是在零電壓下導通的。這就確保開關的零開通損耗。在此區間，開關V2和V4導通，逆變器輸出端出現負電壓US,功率從輸入直流電源流向諧振電路。

　　區間4：本區間一開始，開關V2的柵極電壓為零，V2關斷，緩沖電容C2開始充電，同時由于諧振電流iS為反向，開關V3上的緩沖電容C3開始向諧振電路放電，一旦緩沖電容C3兩端的電壓降至零，反向諧振電容就迫使二極管VD3導通。開關V4和反并聯二極管VD3的同時導通使逆變器輸出電壓US出現零電壓區間。開關V2上的緩沖電容C2大一些可使開關V2上的電壓緩慢上升，從而消除開關V2的關斷損耗。

　　由于開關總是在近似為零電壓下導通、關斷，從而減小了開關損耗。而緩沖電容總是向諧振電路放電，因此沒有緩沖損耗。可見本變換器基于諧振電流的延遲特性，實現了無損耗開關，同時諧振電路又向負載提供所需的輸出電流ip。

3變換器的穩態分析

　　為簡便起見，變換器建模時作如下假設：

　　（1）變換器的輸出整流、濾波和負載可等效為一電阻；

　　（2）功率半導體器件為理想的開關；

　　（3）變壓器是理想的，匝數比為1；

　　（4）不記緩沖電容的影響。

　　在逆變器移相角為δ，輸出電壓Us的波形與輸出電流ip之間存在相位差β的情況下，變換器的n次諧波等效電路如圖2所示。

圖2變換器的n次諧波等效電路

　　根據疊加原理，逆變器輸出電壓Us、諧振電流iS、并聯支路電壓Up、變壓器初級電流iP可表示為

Us=ΣUsn（8）

is=Σisn(9)

Up=ΣUpn(10)

ip=Σipn(11)

　　采用牛頓疊代法即可得到β值。由此得變換器的穩態電壓、電流波形如圖3所示。

圖3變換器的穩態波形

4最佳工作方式的選擇

　　要獲得近似為零的開關損耗及緩沖損耗，輸出電流iS的波形起十分重要的作用。電流iS應該在開關導通前能迫使跨接在開關上的反并聯二極管導通，從而確保緩沖電容向諧振電路放電，開關在零電壓下導通。

　　并聯電路元件Lp與Cp調諧至變換器的工作頻率，而串聯電感Ls與并聯電容Cp的諧振頻率[fS=1/2π(LsCp）1/2]比并聯支路的諧振頻率[fP=1/2π(LPCp）1/2]高。根據fS與fP的相對頻率值，變換器有以下兩種工作方式：多次零穿越方式（MZS方式）和一次零穿越方式（SZC方式）。工作在MSZ方式時，由Ls和Cp形成的諧振頻率fs可使諧振電流iS在每半周期內多次穿越零值，因此在不同的移相角時無法總是保證反并聯二極管在其跨接的開關導通前導通，即不能保證開關總是零電壓導通。因此變換器應工作在SZC方式下，其電流iS只穿越一次零值并滯后于全橋輸出電壓Us。理論研究表明，相對頻率fS/fP的值宜≤1.7。要使電壓增益增加必須盡量提高fS/fP的值，但高于1.7將使變換器工作在效率不高的MZC方式下，而且Up中的諧波含量高會造成輸出電壓紋波較大。綜合考慮這幾點因素，選擇fS/fP的值在1.5左右。

5變換器設計

　　就一輸入電壓270V、輸出5V、200A、時鐘頻率為300kHz的實驗變換器的設計考慮，對設計并聯諧振移相變換器時應注意事項說明如下：

5.1諧振環路

　　設計諧振環路的基本思想為：

　　（1）并聯電容CP上的電壓是恒定的，且在各種負載條件下其總諧波含量（THD）要小，以便確保輸出整流二極管上的電壓應力小和輸出紋波電壓小。

　　（2）諧振元件總的額定容量（VA）相對于并聯支路中的環流損耗應是最佳的，以便在輕負載時能獲得較高的效率。

　　由前面的分析可知:K=fS/fP=1.5時可以得到最佳的諧振環路總額定電抗并使環流損耗最小。

　　采用下列關系式可得到諧振環路各個元件的值:

Ls=K1R0/(2πf0)(H)(15)

Lp=KR0/(2πf0)(H)(16)

Cp=1/(2πf0KR0)(F)(17)

R0=8nT2RL/π2(Ω)(18)

　　式中：nT是變壓器的匝數比，RL是額定輸出負載電阻。

　　在本變換器的設計中，諧振電感是最難設計的，因為它通過的是高頻電流，并要求其電感量不隨溫度、時間變化而變化。

　　為獲得體積小且電感量不隨溫度、時間變化而變化的電感，需采用能工作在150kHz的具有高飽和磁通密度的鐵損小的鐵氧體磁心。在磁路中引入適當的氣隙有利于保持電感性能的穩定。在此采用ETD34（TDK，材料為PC40）磁心，用多股漆包線繞制而成。

5.2緩沖電容器

　　如前所述，在逆變器的每個開關上并聯合適的緩沖電容器可使開關在零電壓下導通和關斷，獲得零開關損耗。

式中:Uimin—最小輸入電壓(V)

　　Uimax—最大輸入電壓(V)

　　δmin—最小脈寬角(rad)

　　tar—開關器件電壓達到輸入電壓可允許的上升時間(s)

　　開關器件的關斷損耗為:

Ptoff=（1/4）（tsr/tar）UimaxIsofff0（20)

式中:

　　tsr是開關器件規定的上升時間

　　Isoff是關斷時開關器件上的電流,

　　在變換器的設計中,保證tar/tsr約為3左右,以

使關斷損耗降至可接受的程度。

　　在實驗變換器中Csn=1800pF。

5.3死區時間

　　為了使緩沖電容在開關導通之前有足夠的放電時間，同一橋臂上的上下兩個開關的開通和關斷之間必須設置適當的死區。

　　式中δmax是與輸入電壓最小時相對應的最大脈寬角（rad）。

　　上式的td是滿載時需要的死區時間，空載時所需的死區時間更大，因此必須在二者之間折中。

　　在實驗變換器中死區時間為220nS。

5.4輸出濾波器

　　理論和實踐表明，選擇高的LO和CO，可降低輸出紋波電壓。設計中必須將濾波器的物理尺寸和電感器的銅損進行綜合考慮，因為在大電流輸出時，電感的銅損對變換器的效率影響非常顯著。本例中，LO=2.5μH,CO=47μF,其截止頻率為1.5kHz。由于電感中的波紋電流很小，所以波紋電流對電感元件的峰值磁通密度的影響極小，峰值磁通密度主要由直流成分確定。由于粉末鐵心具有高而穩定的飽和磁通密度且成本較低，故選擇上鋼所的環形粉末鐵心，并采用扁銅線繞制，在200A直流電流時的最小電感為2.5μH。電容器選用5只10μH的多層陶瓷表面貼裝電容器并聯，以減小電容器的等效串聯電阻。

5.5變壓器

　　變壓器初級施加的為高頻正弦電壓，因此磁心中僅有交流磁通，鐵氧體磁心是最好的選擇。

　　本例中變壓器的工作頻率為150kHz，初次級匝比為45:1:1，次級電流為140A。在磁心選擇和繞組設計時，基本原則為盡可能使變壓器的銅損和鐵損相等。磁心選擇ETD59（TDK，材料為PC40臥式），用多股漆包線繞制而成。次級分成12個單匝線圈，與初級同時繞制，以盡量減少變壓器的漏感。

5.6控制電路

　　控制電路以UC1875為核心構成。由于需要精確的開關頻率，在此采用一個晶體振蕩器和一片分頻器構成300kHz時鐘源。由于開關中的電流近似正弦波，在開關關斷時不會出現峰值電流，因此不能采用電流型工作方式，也不能采用逐個脈沖的限流方式，而只能采用電壓型工作方式和平均值限流保護方式。

　　為了擴大驅動能力，給每個開關（IRFP460）提供足夠的峰值電流。選用兩片IR2110驅動集成電路來驅動兩個變壓器。采取必要的措施確保開關管V1、V4快速開通和V2、V3快速關斷。

　　電壓反饋電路的補償網絡為三型（兩個極點，兩個零點）以適應輸出濾波器極低的－3dB截止頻率。

　　設置過壓/欠壓保護電路以保護負載。

5.7功率電路布局

　　由于本變換器的工作頻率高、功率較大，主電路中流動著高頻大電流，所以在輸入濾波電容和逆變橋之間、諧振元件之間、變壓器和輸出整流二極管之間必須精心布局，盡量采用寬的多層印制線，盡量減小各連線的交流電阻和發射/接收面積。選擇合適的元器件封裝形式也很重要。

6實驗結果

　　采用本文的原理和設計方法所制造的實驗變換器輸入為3相400Hz115V/200V交流電壓，輸出為5V、200A直流，工作在300kHz的時鐘頻率下，在滿負載且輸入交流電壓在±15％變化范圍內其效率始終維持在78％到87％的范圍內，輸出紋波小于50mV。這是普通PWM變換器和單個元件的PSPWM變換器不能達到的，清楚地證明了本文描述的變換器及其設計方法的合理性。

7結論

　　本文對一種三元件并聯諧振式PSPWM變換器進行了分析，對設計中應注意的問題進行了說明，并通過實驗加以驗證。由于該變換器具有很低的開關損耗，變換器有穩定的高效率；由于開關和二極管工作在零電壓開關狀態，其輸出電壓紋波很低，EMC性能好；高效率又帶來體積的減小和可靠性的提高。因此這種變換器有很大的應用價值，特別適合在飛機雷達設備中采用。

參考文獻

1 Praveen Jain,Harry Soin， "Constant Frequency Resonant DC/DC Converters with Zero Switching Losses"， IEEE TAES， Vol.30,No.2,April 1994

2 Praveen Jain,Harry Soin,Martin CardeLLa， "A Constant Frequency Parallel Tuned Resonant DC/DC Converters for Hight Voltage Applictations"， In Proceedings of 1992 Power Electronics Specialists Conference,July 1992