圖2顯示了sigma-delta、逐次逼近和閃速轉(zhuǎn)換器的分辨率范圍，同時還給出了每種轉(zhuǎn)換器類型的最大轉(zhuǎn)換速率。如圖所示，sigma-delta ADC的轉(zhuǎn)換速率在逐次逼近ADC的轉(zhuǎn)換速率范圍以內(nèi)，但比不上轉(zhuǎn)換速率最低的閃速轉(zhuǎn)換ADC。表中沒有給出速率和精確度的折衷結(jié)果。例如，可以找到8至16位的逐次逼近ADC，但在給定的系列產(chǎn)品中16位ADC的轉(zhuǎn)換速率并不是最快的;而且在閃速ADC中，速率最快的不是12位ADC，而是6位或8位ADC。

　　上述圖表簡要描述了ADC技術(shù)的當(dāng)前發(fā)展?fàn)顩r。隨著CMOS工藝的不斷改進，逐次逼近轉(zhuǎn)換的時間已由以前的數(shù)十微秒迅速下降至數(shù)微秒。雖然并非所有的技術(shù)進步都將對所有類型的轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生影響，CMOS工藝的改進仍將提高各類轉(zhuǎn)換器的速率，但在ADC芯片上添加更為復(fù)雜的DSP功能并不能改進逐次逼近轉(zhuǎn)換器的性能。DSP功能可以改進sigma-delta型ADC，因為該產(chǎn)品可以在芯片上添加更好、更快，也更復(fù)雜的濾波器。

　　采樣與保持

　　ADC轉(zhuǎn)換直流信號的工作原理簡單明了。但如果在轉(zhuǎn)換期間輸入信號的變化超過一個最低有效位(LSB)，ADC將得到不正確(或至少是不精確)的結(jié)果。減小誤差的一種方法是在ADC之前添加低通濾波器，并選擇適當(dāng)?shù)?a target="_blank">參數(shù)以保證ADC的輸入在一個轉(zhuǎn)換周期中的變化不超過一個最低有效位。

　　處理變化的輸入信號的另一種方法是在ADC之前添加采樣-保持(S/H)電路，圖3顯示了采樣-保持電路的工作原理。S/H電路具備帶有控制輸入的模擬(固態(tài))開關(guān)，當(dāng)開關(guān)閉合時，輸入信號將連接至保持電容，而緩沖器的輸出將跟蹤輸入。當(dāng)開關(guān)開啟時，輸入信號將與保持電容斷開。

　　圖中還給出了S/H的工作波形，S/H輸入連接一個緩慢上升的信號，當(dāng)控制信號較低時(采樣模式)，輸出將跟蹤輸入;隨著控制信號的增強(保持模式)，輸出將與輸入的保持電容斷開，并保持在S/H切換至保持模式時的輸入值。當(dāng)電路再次閉合，電容迅速充電，輸出再次跟蹤輸入。通常S/H在ADC轉(zhuǎn)換開始前切換至保持模式，而當(dāng)轉(zhuǎn)換結(jié)束后切回至采樣模式。

　　在理想條件下，保持電容不會發(fā)生漏電并且緩沖放大器具有無窮大的輸入阻抗，因此輸出將保持恒定。但在實際中，保持電容會漏電，而且緩沖放大器的輸入阻抗是有限的，因而輸出電平將隨著電容放電產(chǎn)生緩慢的漂移。

　　S/H電路在保持模式下保持輸出的性能取決于保持電容的質(zhì)量、緩沖放大器(主要是輸入阻抗)的特性和采樣/保持開關(guān)(實際的電子開關(guān)在開路時總會有漏電)的質(zhì)量。保持模式下輸出呈現(xiàn)出的漂移量稱為固定偏差率(droop rate)，可用毫伏/秒、毫伏/微秒或微伏/微秒來表示。

　　實際中，S/H電路由于電子開關(guān)無法達到理想狀況而具有有限的輸入阻抗。這意味著在采樣模式下，保持電容需要通過某些電阻進行充電，這限制了S/H可獲取的輸入速率。S/H在采樣模式下為獲得滿刻度輸入所必須保持的采樣時間稱為采集時間，單位是納秒或微秒。

　　采樣時一些電阻與保持電容相串聯(lián)，這樣的效果等同于低通RC濾波器。這無疑限制了S/H所能獲取的最大頻率，該頻率稱為滿功率帶寬，單位是千赫或兆赫。

　　如前所述，由于電子開關(guān)無法達到理想狀況，某些輸入信號將出現(xiàn)在輸出中，即便在保持模式下也是如此，這種狀況稱為饋通，單位是分貝。

　　輸出偏移表示輸入信號與輸出信號之間的差異，S/H電路數(shù)據(jù)表通常以毫伏的形式表示保持模式下的偏移和采樣模式的偏移。

　　應(yīng)用軟件

　　使用S/H的ADC系統(tǒng)必須能處理硬件異常情況。在某些系統(tǒng)中，軟件通過端口或寄存器輸出位直接控制S/H的控制輸入。S/H通常置為采樣模式，而軟件必須滿足采集時間要求。在某些系統(tǒng)中，這項工作的完成僅僅只需將S/H置為采樣模式，直到需要轉(zhuǎn)換為止。

　　當(dāng)S/H置為保持模式后，另一位(或?qū)懭氲刂罚蜻M行其它操作)將啟動ADC。轉(zhuǎn)換完成后，軟件將讀取結(jié)果。然而，一旦異常中斷(或出現(xiàn)最壞情況的中斷堆棧)導(dǎo)致S/H的輸出電路變化至少一個最低有效位，將會出現(xiàn)問題。這種情況一旦發(fā)生，軟件必須在S/H切換至保持模式之前禁止中斷，并在開始轉(zhuǎn)換之前開放中斷，這樣就能保證ADC在發(fā)生S/H偏差之前完成轉(zhuǎn)換工作。

　　軟件還必須能調(diào)節(jié)S/H的充電時間。當(dāng)電子開關(guān)閉合并與S/H電容的輸入信號連通時，電容必須在有限的時間內(nèi)充電，因為此時開關(guān)和任何驅(qū)動輸入的電源都將具有非零阻抗。如果這些阻抗之和充分大，軟件將需要增加延遲，以使得保持電容在轉(zhuǎn)換之前，在終值的一個最低有效位變化以內(nèi)有充分的時間進行充電。

　　內(nèi)部微控制器ADC

　　許多微控制器均帶有片上ADC。典型的器件包括Microchip的PIC167C7xx系列產(chǎn)品和Atmel的AT90S4434。大多數(shù)微控制器ADC采用逐次逼近法，因為這種方法能對轉(zhuǎn)換速率和微控制器裸片空間成本進行最佳折衷。

　　PIC16C7xx微控制器包含一個帶有模擬輸入多路復(fù)用器的8位逐次逼近ADC。該系列微控制器具有4至8個通道，內(nèi)部寄存器控制所選的通道并啟動轉(zhuǎn)換。輸入一旦選定，在啟動A/D轉(zhuǎn)換之前，必須經(jīng)過一段穩(wěn)定時間使S/H電容充電。軟件必須保證上述操作所需的延遲時間。

　　轉(zhuǎn)換精確度

　　一些微控制器(如Microchip系列產(chǎn)品)允許使用一個輸入引腳作為參考電壓，該引腳通常與某種精密參考電源相連。轉(zhuǎn)換后從A/D轉(zhuǎn)換器上讀取的值為：

　　(Vin/Vref)×256

　　某些微控制器使用電源電壓作為參考。在5V系統(tǒng)下，這意味著Vref為5V。因此采用8位ADC測量3.2V信號將得到如下結(jié)果：

　　(Vin×256)/Vref =(3.2v×256)/5V =16310 =A316

　　然而得到的結(jié)果還取決于5V電源值。如果電源電壓超過1%，即為5.05V，那么A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果將為：

　　(3.2V×256)/5.05V=16210=A216

　　因此電源電壓1%的變化將導(dǎo)致轉(zhuǎn)換結(jié)果計數(shù)改變1。典型電源的電壓變化范圍為2%或3%, 因此電源電壓的變化將對轉(zhuǎn)換結(jié)果產(chǎn)生顯著的影響。電源電壓的輸出常常受到電源間負(fù)載、溫度、交流輸入變化的影響。

　　這里提出了一個影響所有ADC設(shè)計的問題：參考電壓的精確度。典型的ADC參考電壓可為2.5V額定值，但可在2.47V和2.53V(這些數(shù)值來自數(shù)據(jù)表的實數(shù)部分)之間變化。如果采用10位的ADC，在上述給定的參考范圍極限條件下，轉(zhuǎn)換2V的輸入將得到如下結(jié)果：當(dāng)Vref=2.47V時, 轉(zhuǎn)換結(jié)果=(2V×1,024)/2.47=82910;當(dāng)Vref = 2.53V時,轉(zhuǎn)換結(jié)果=(2V×1,024)/2.53=80910。

　　各部分之間參考電壓的變化可導(dǎo)致輸出發(fā)生20個計數(shù)的變化。圖4顯示了參考變化對ADC結(jié)果的影響。盡管誤差的百分比在整個范圍內(nèi)維持不變，但ADC值越大，誤差值顯然也越大。

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　　軟件校正

　　有時由于需要得到精確的參考電壓，對精確度的要求甚至超過了產(chǎn)品成本所能承受的范圍。當(dāng)無法進行手工調(diào)節(jié)時，即可采用軟件來補償參考電壓的變化。這通常可通過提供已知的用于校正ADC的精確輸入來實現(xiàn)。這個參考電壓可以非常精確(當(dāng)然也非常昂貴)，因為只有很少的生產(chǎn)線需要這類參考電壓。

　　在上述2.47V示例中，ADC的輸入可采用2V的精確電壓。當(dāng)軟件讀取ADC時，知道正確的值應(yīng)為819，由此校正常數(shù)為829/819，或1.012。類似地，2.53V參考電壓的校正常數(shù)為809/819，或0.988。

　　這意味著需要浮點運算來校正ADC值。如果使用的處理器可處理浮點運算，那么這種方法就是可取的。但對于比較簡單的處理器，則有可能不具備必要的處理時間或代碼空間來實現(xiàn)浮點運算。

　　進行ADC校正的一種有效方法是查表。但該方法的缺陷是需要足夠大的固定存儲器來維持對應(yīng)于每個可能的ADC值的查表值，對于10位的ADC，查表需要1024字的存儲空間。

　　電壓參考與其額定值相當(dāng)接近，否則就不能稱其為參考了。假定在工作溫度中參考電壓足夠穩(wěn)定，ADC誤差占ADC讀數(shù)值的百分比將是恒定的。因為ADC具有有限的分辨率，精度校正ADC誤差的精度不會大于1LSB。

　　這樣我們就可按下面給出的方法簡化ADC的校正工藝。作為查詢表的替代，我們可以另外存儲一個值，該值通知軟件將要從ADC讀取值中添加或刪除的(二進制)百分比，由此校正誤差。我們可以添加或刪除輸入的1/8、1/16或1/24，但都將導(dǎo)致精確度下降1 LSB。我們只需存儲單個校正常數(shù)，而除法運算則可由一系列移位加或移位減運算實現(xiàn)。

　　上述2.47V示例可由ADC值與.988相乘的結(jié)果加以校正，也可通過初始值減去1/128，再減去1/256和1/512得到相同的結(jié)果。在初始的2V示例中，采用整數(shù)表示法，可得到如下結(jié)果：

　　829-829/128-829/156-829/512 =829-6-3-1 =819

　　上述結(jié)果將ADC讀取值校正為819，這是額定參考電壓為2.5V條件下的理想值。類似地，2.53V參考電壓可通過增加1/128 和1/256加以校正。

　　我們還必須確信在期望的工作溫度范圍內(nèi)參考電壓充分穩(wěn)定，否則在期望溫度附近只能得到較好的校正結(jié)果。如果參考電壓的溫度穩(wěn)定性不夠好，那么必須選擇更好的參考電壓，或者將工作溫度范圍分為多個段并在每個段上使用不同的校正值。當(dāng)然，這也意味著需要使用熱敏電阻或其它方法來測量溫度。

　　該方法通過對移位結(jié)果進行截斷舍入而實現(xiàn)舍入誤差處理。在2.47V示例給出的電子表格中，所有情形下的校正值均在理想值的兩個計數(shù)以內(nèi)。大多數(shù)校正值都是正確無誤的，或者僅偏差一個計數(shù)。2V輸入條件下得到的校正結(jié)果明顯優(yōu)于最初的偏差(10個計數(shù))，這正好滿足了諸多應(yīng)用系統(tǒng)的需要。如果應(yīng)用系統(tǒng)連這點偏差都無法承受，那么確實需要更好的參考電壓或者求助于手工調(diào)節(jié)。

　　校正技術(shù)同樣可用來補償其它系統(tǒng)的不精確度，如電阻累計誤差。如果所測量的系統(tǒng)包含電壓輸入，即可在輸入中應(yīng)用精確電壓，并進行適當(dāng)?shù)男Ｕ纱嗽贏DC中補償參考輸入的變化并在輸入條件下補償電阻公差的影響。