本文主要介紹了一種基于STM32的混合式步進電機控制方案，STM32產生PWM（脈寬調制信號），利用PWM完成DAC轉換，通過PWMDAC的輸出電壓實現對步進電機的多細分控制。該設計相比利用DAC數模轉換芯片的設計方案具有電路簡單，費效比高的優點，而且可實現步進電機十六分之一步的驅動控制，精度較高。

1、硬件設計

硬件設計框圖如圖1所示，主要由PC上位機給STM32F103發送控制命令，通過STM32F103控制A3988，從而驅動兩個步進電機轉動。其中，STM32F103是意法半導體公司生產的基于AＲMCortex—M3內核的微控制器，內核架構先進，性能優越，主頻可達72MHz，執行效率高，具有較高的運算能力及數據處理功能，擁有豐富的外設接口，在硬件設計中，上位機與STM32F103之間的ＲS—422串行通信，就是通過外接MAX3079電平轉換芯片來實現的。

圖1硬件設計框圖

STM32F103控制定時器產生PWM，通過LPF（低通濾波器）實現PWM的DAC轉換，并由PWMDAC來提供A3988的4個基準電壓，設計中，定時器TIM1的輸出通道在經過濾波器后與A3988的參考電壓VEＲFx接口相連，PC0～3，PB12～15，PB6～9為通用GPIO輸出端口，接A3988的邏輯控制信號輸入腳I0x、I1x和Phasex，PC0～3和PB12～15分別置低，Phasex用于控制流過電機各相電流的方向。選用的步進電機的步距角為0.9，額定電流為0.5A。

2、多細分控制原理分析與實現

2.1、多細分控制原理分析

選用電機為兩相步進電機，假設為A、B相，通過兩相的電流在相位上相差為90，控制流過兩相的電流大小和方向就可以控制電機轉動。A3988是一個4DMOS全橋脈寬調制電機驅動器，可以同時驅動兩個步進電機，每個全橋輸出電流最大可達到1.2A。流過電機的每一相電流可以通過UＲEFx，I0x，I1x，Phasex和接SENSEx引腳的電阻Ｒx進行控制。工作電流通過公式（1）可以得到。

ITripMax=UＲEFx/（3ＲSx）（1）

由式（1）可知，最大電流ITripMax是由UＲEFx和ＲSx共同決定，UＲEFx為PWM-DAC的輸出的電壓，其最大值為1.1V，ＲSx選用1歐的電阻。

ITrip=（%ITripMax/100）ITripMax（2）

式（2）中，ITrip為實際輸出的電流，邏輯接口I0x，I1x控制%ITripMax，由A3988的用戶文檔可知，當I0x，I1x控制邏輯都為低時，實際輸出電流就等于最大電流，由上述公式可知，ITrip最大輸出約為367mA。

為實現步進電機多細分控制，必須能夠控制流過步進電機的兩相電流，在參考電壓UＲEFx一定的情況下，使用邏輯接口I0x，I1x，Phasex僅可實現步進電機整步、半步和四分之一步的驅動控制，這樣的細分控制并不能滿足設計需求，為了得到更多的細分，設計采用動態改變UＲEFx的方法來輸出動態變化的電流，通過對UＲEFx的多細分控制，來實現對ITrip的多細分，從而實現對步進電機多細分控制。

UＲEFx由PWM-DAC輸出，其值在0～1.1V變化，將其按0～π的正旋曲線32等分得到32個電壓值，令PWM-DAC輸出的值為這32個值，從而對應得到0～1.1V的32個電壓值和按正弦規律變化的32個電流值，通過Phasex控制電流方向，可實現步進電機1/16步的驅動控制。

2.2、PWM實現DAC轉換的原理及設計

雖然大容量的STM32F103具有內部DAC，但是更多的型號是沒有DAC的，本文中所用到的STM32F03就沒有DAC外設功能。不過STM32所有的芯片都有PWM輸出，因此，可以用PWM+LPF來實現PWM-DAC輸出，從而節省成本。

PWM本質上是一種周期一定而高低電平的占空比可以調制的方波信號，實際電路中典型的PWM波形如圖2所示。

圖2典型的PWM波形

圖2的PWM波形可以用分段函數表示為式（3）。

式（3）中，T是STM32定時器TIM1的計數頻率（最高可達72MHz）的倒數，N是PWM波一個周期的計數脈沖個數，也就是STM32的AＲＲ—1的值，n是PWM波一個周期中高電平的計數脈沖個數，也就是STM32的CCＲx的值，VH和VL分別是STM32產生PWM波的高低電平電壓值，高電平為3.3V，低電平為0V，k為諧波次數，t為時間。將式（3）展開成傅里葉級數，得到式（4）。

從式（4）可以看出，式（4）中第1個方括弧為直流分量，第2項為1次諧波分量，第3項為大于1次的高次諧波分量。直流分量與n成線性關系，并隨著n從0到N，直流分量在0～3.3V變化。這正是電壓輸出的DAC所需要的。因此，如果能把式中除直流分量外的諧波過濾掉，則可以得到從PWM波到電壓輸出DAC的轉換，即：PWM波可以通過一個低通濾波器進行解調。其中，第2項的幅度和相角與n有關，頻率為1/（NT），其實就是PWM的輸出頻率。該頻率是設計低通濾波器的依據。如果能把1次諧波很好過濾掉，則高次諧波就基本不存在了。

選用ＲC二階低通濾波器實現PWM波的解調，電路設計如圖3所示。

圖3二階低通濾波器調理電路

當N取值為256時，PWM-DAC的分辨率為log2（N）=8位，在8位分辨條件下，要求1次諧波對輸出電壓的影響不要超過1個位的精度，也就是3.3/256=0.01289V。由式（4）可知，一次諧波的最大值是2×3.3/π=2.1V，所以，ＲC濾波電路要提供至少－20lg（2.1/0.01289）=－44dB的衰減。

當STM32的定時器TIM1的計數頻率是72MHz，分辨率為8的時候，PWM頻率為72/256=281.25kHz。如果是1階ＲC濾波，則要求截止頻率為1.77kHz，如果為2階ＲC濾波，則要求截止頻率為22.34kHz。相比之下，2階濾波器的信號抑制能力更強，濾波效果更好。由分析可知，2階ＲC濾波截止頻率計算公式為：

7.96×10－5，可確定電路參數值，令Ｒ1=Ｒ2=2.4kΩ，C1=C2=3300pF，可計算出圖3的截止頻率為21.9kHz，略小于22.34kHz，符合設計需求。PWM波調制后，輸出的直流分量最大值為3.3V，而UＲEFx可操作的電壓的范圍是只有0～1.5V，可利用一個2.4kΩ的電阻Ｒ3與濾波器串聯，從而實現對直流分量的分壓調理。

3、軟件設計

軟件設計主要是電機驅動軟件的相關設計，通過對定時器的控制，實現電機的轉動方向和速度的調節，其次是PC上位機控制軟件設計，主要利用C++Bulider平臺開發，完成對步進電機的測試。

3.1、PWM信號產生的設計

STM32F103中的7個定時器，每個定時器均有4個獨立可編程通道輸出的PWM信號。選用高級定時器TIM1，它由APB2總線提供時鐘，設置為72MHz，向上（增）計數，自動裝載寄存器AＲＲ—1的值為256，所以，PWM波的占空比的取值范圍為0～256，不同占空比的取值存儲在每個通道的捕獲比較寄存器CCＲx中，編程時，通過改變寄存器CCＲx的值來改變PWM波的占空比。占空比值的計算如式（6）所示。

這樣就得到正旋曲線0～π范圍內的32個點對應的占空比的值。將得到的占空比的值放在定義的數組Sequence［32］內，通過查表的方法，使定時器TIM1輸出占空比變化的PWM波，通過濾波器后產生UＲEFx的波形如圖4。

圖4PWM產生UＲEFx波形圖

從圖中可以看出，輸出信號UＲEFx波形達到了預期目標。由于選擇了合適的濾波器參數，PWM波和UＲEFx幾乎不存在大的相位差。

3.2、Phasex信號產生的設計

Phase1～Phase4用于控制流過電機各相電流的方向，當Phase1為1時，電流從OUT1A流向OUT1B流向，當Phase1為0時，電流從OUT1B流向OUT1A，其他三相控制原理相同，下面就以Phase1為例加以闡述。

STM32F103通過PB6來控制Phase1信號，配置PB6為推挽輸出端口，在UＲEFx奇數次周期時，將PB6置1，偶數次周期時，PB6置0，在0～2π區間內，PB6將變化兩次。Phase1信號變化如圖5所示。

圖5Phase1信號變化波形

通過Phasex信號對電流方向的控制，可實現實際輸出電流ITrip以2π為周期的正弦曲線變化，在0～2π共產生64個電流值，從而實現了步進可實現步進電機十六分之一步的驅動控制。

3.3、步進電機正反轉和變速控制

由于通過步進電機A、B相的電流在相位上相差為90，當A相超前B相時，電機正轉，而當B超前A時，則電機反轉。所以，控制流過A、B相電流的相位差，即可實現對步進電機的方向控制，也就是控制輸入參考電壓的相位差。在軟件設計時，定時器TIM1通過查表法輸出PWM波，在占空比數組的初始下標取值時，讓A、B相對應的PWM輸出相差90。例如，當A相對應的PWM輸出的初始占空比為Sequence［0］時，B相為Sequence［16］，這樣使得輸入各相的參考電壓在相位上相差了90。

在步距角已知的情況下，通過控制相鄰兩個取值的變化時間間隔，便可以控制電機的轉動速度，時間間隔越小，轉動速度越高，時間長則轉速低。為了得到兩個取值變化之間精確的時間間隔，設計通過定時器TIM2進行精確的定時控制，TIM2中AＲＲ—1的取值通過等分0～π2正弦曲線的辦法計算得到，在這里不再贅述，定時器產生定時中斷，中斷響應中改變PWM占空比的值，實現了速度10級可調。可知，在步進電機實現變速控制時，Phasex和UＲEFx的頻率都發生了變化。